交錯式功率級：不再僅適用于降壓轉換器

　　在50% 占空比時電容器紋波電流降低最佳
　　值得注意的是，設計人員應了解在 50% 占空比時產生的電容器電流降低最大。圖 4 顯示了在大約 40% 占空比情況下輸入與輸出電容器電流的波形。由于占空比小于 50%，因此交錯式轉換器的輸入電流不太連續(xù)，也增加了輸入電容的 RMS 電流。輸出電感器紋波電流不再對稱，轉換器工作在 50% 的占空比時紋波電流也不抵消。這增加了電容器輸出紋波電流量。

　?。斎腚娙軷MS電流在D＞0.5時

　　以下方程式與圖示顯示了輸出電容器紋波電流 (△Icout) 與電感器電流變化 (△I_L) 之比是如何隨著占空比而改變的。圖 6 顯示了最大的電感器紋波電流抵消出現(xiàn)在占空比 50% 的情況下。

　　設計考慮因素
　　如欲在進行交錯式正向設計時獲得濾波電容器電流的最大降低，就應在占空比范圍內進行正確選擇。我們可以通過根據(jù)具體設計的輸入輸出電壓要求來調節(jié)變壓器匝比 (N) 以實現(xiàn)上述目的。
　　以下方程式可用來估算 N，其中，Vin(min) 是最小輸入電壓而 Dmax 則為所選的最大占空比。Vd 代表輸出二極管的正向壓降。

　　一旦確定了最大占空比及變壓器匝比，我們就可計算出最小占空比 (Dmin)。利用圖 5 與圖 6 給出的信息與圖示，我們就可得出該設計最壞情況下的過濾電容電流。

　　設計實例
　　雙交錯式正向轉換器用 UCC28221 交錯式 PWM 控制器構建而成，以顯示電容器紋波電流隨占空比發(fā)生的變化有多大。200W 轉換器經過精心設計，適用于帶有 12V 穩(wěn)壓 DC 輸出的 36V 至 76V 的輸入電壓范圍。輸入電壓的二到一變化將引起占空比大約二到一的變化。為了優(yōu)化變壓器復位并降低電容器電流，該設計選擇了 0.6 的最大占空比。每個轉換器均針對 500 kHz 的開關頻率 (fs) 進行了精心設計，以抑制磁力強度。該設計的輸出二極管為肖特基二極管，Vd 約為 0.3V。這就使得 N 為 1.75 比 1，而最小占空比 0.28。
　　為抑制正向轉換器的峰值輸入電流，輸出電感器針對 60% 的紋波電流進行了精心設計。這使得濾波電感器約為 3.5mH，該電感大小基本與電感器紋波電流約為最大負載電流 (I_out) 30% 的單個正向轉換器使用的相同。

　　上述設計的輸出電容紋波規(guī)范最大為 200mV(Vripple)。當電源轉換器工作于 0.28 即最小占空比時，輸出電容器紋波電流最大。輸出電容應抑制紋波電流以滿足輸出紋波的要求。圖 6 中的圖示顯示出輸出電容的紋波電流約為濾波電感器紋波電流的60%。這使得電容器紋波電流約為3A (△cout)。該設計要求 ESR 小于 66mΩ 以滿足輸出電壓的要求。

　　相同開關頻率與功率級的正向轉換器設計容許的最大 ESR 約為 40mΩ。與該設計的標準拓撲相比，交錯式轉換器使得設計人員可使用的最大容許 ESR 多了 1.7 倍。但具體結果會隨設計要求而變化。如果轉換器設計的最小占空比是 0.4，那么在相同功率級與輸出紋波要求下設計的最大容許 ESR 將是 120mΩ。這大約是標準正向轉換器容許 ESR 的三倍。

　　該設計的輸出電容器 RMS 電流 (Icout(RMS)) 約為 1.74A，約是標準正向轉換器的 60%。
　　就該設計而言，輸入電容器 RMS 電流在占空比 (D) 約 28% 的情況下最大。最大輸入電容器 RMS 電流約為 2.4A。相似功率級設計的傳統(tǒng)正向轉換器的輸入電容器 RMS 電流約為 4.7A。就該設計而言，采用交錯式轉換器將使輸入電容器 RMS 電流降低約 50%。

　　以下示波器波形顯示了紋波電流抵消如何隨占空比而變化。圖 7 反映的是電源轉換器在 50% 占空比時的工作情況。兩個輸出電感器電流之和 (IL₁+IL₂) 幾乎為 DC，這使得輸出電容器紋波電流幾乎為零。
　　圖 8 中的示波器波形反映的是轉換器在最大線電壓（約 76V）時的工作情況。正確調節(jié) 12V 輸出要求占空比約為 28%。我們從示波器波形可以觀察到，電感器電流之和有 3A 的峰間紋波電流，應由輸出電容器加以過濾。該峰間電容器紋波電流 (△Icout) 約為電感器紋波電流的 60%。

　　結論
　　雙交錯式正向轉換器對高電流/高功率密度設計可能有益。這種轉換器拓撲對中間總線轉換器以及商用電源應用是相當理想的，因為輸入與輸出電容器紋波電流的降低減小了輸入與輸出電容器的壓力。交錯式轉換器的電感器紋波電流抵消使得設計能夠獲得更高的輸出電容 ESR，這也就使得我們能夠降低設計的輸出電容要求。