誤差反饋加抖型MASH 2-1-2結(jié)構(gòu)Delta-Sigma調(diào)制器設(shè)計與實現(xiàn)

　　引言

　　鎖相環(huán)頻率合成技術(shù)在無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用?；谡麛?shù)分頻的鎖相環(huán)技術(shù)存在較小頻率步進和較高參考頻率的矛盾，因而引入了小數(shù)分頻技術(shù)，它解決了上述矛盾，但同時引入了尾數(shù)調(diào)制(或稱為量化噪聲)，使得頻率合成器輸出信號中存在小數(shù)雜散[1]。而基于Delta-Sigma調(diào)制技術(shù)的小數(shù)分頻頻率合成器既解決了小頻率步進和高參考頻率之間的矛盾，又改善了小數(shù)雜散。

　　由于單級DSM結(jié)構(gòu)對量化噪聲的濾除效果不是太明顯，因此，在實際應(yīng)用中常將DSM級聯(lián)成多級結(jié)構(gòu)。然而，當(dāng)級聯(lián)級數(shù)達到3階時，再增加級數(shù)對雜散的抑制效果就不會太明顯[2]。常見的結(jié)構(gòu)有MASH 1-1-1結(jié)構(gòu)，傳統(tǒng)的小數(shù)頻率綜合器就是采用基于三階MASH 1-1-1結(jié)構(gòu)DSM。DSM是一個有限狀態(tài)機[3]，故為一非線性系統(tǒng)，當(dāng)DSM的輸入為一常數(shù)時，其輸出是一個周期序列，使其頻譜呈現(xiàn)離散特性，這些離散的譜線對VCO進行調(diào)制，使得VCO輸出頻譜在載波的兩個邊帶出現(xiàn)明顯雜散[4]。而輸出序列的周期是由其輸入、初始條件以及DSM結(jié)構(gòu)所決定。

　　降低量化噪聲的方法通常有兩種。一種是在輸入端加入抖動使得其輸入不再是一個常數(shù)，從而擾亂輸出序列的周期性;另一種方法是通過改變DSM的內(nèi)部結(jié)構(gòu)或者設(shè)置其寄存器的初始條件來延長輸出序列的周期。輸入端加入抖動雖然可以打破其輸出序列的周期性，但卻需要增加額外的產(chǎn)生抖動電路的硬件開銷，同時也抬高了基底噪聲[5]。通過預(yù)置DSM寄存器的初始值(奇數(shù))可以延長輸出序列的周期，但實驗得出當(dāng)調(diào)制器的位寬達到一定寬度時，雜散的優(yōu)化效果并不明顯[6];通過改變DSM的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，比如HK-MASH結(jié)構(gòu)的DSM，設(shè)定其反饋參數(shù)可以最大化輸出序列的長度，而與其寄存器的初始條件無關(guān)，但當(dāng)位寬較寬時，其參數(shù)計算十分復(fù)雜[7]。結(jié)合上述兩種方法，本文提出一種新型結(jié)構(gòu)——誤差反饋加抖型MASH 2-1-2結(jié)構(gòu)。

　　調(diào)制器的設(shè)計原理與仿真

　　噪聲整形概述

　　如圖1所示，DSM抑制小數(shù)雜散的原理即通過對輸入信號進行過采樣(采樣頻率遠高于奈奎斯特采樣頻率)，使得量化噪聲的功率譜覆蓋頻率范圍變寬，幅度降低，然后通過一個對量化噪聲呈高通而對輸入信號呈低通的噪聲整形器后，量化噪聲的功率絕大部分都被搬移到高頻段fref/2，而低頻段大部分被濾除。再利用環(huán)路濾波器的低通特性就可以有效地抑制高頻段的量化噪聲。圖1中f0是信號頻率，fref是過采樣頻率。

　　模型建立與分析

　　在討論新型的MASH結(jié)構(gòu)之前，先回顧一下傳統(tǒng)的MASH 1-1-1結(jié)構(gòu)的DSM，它是由誤差反饋調(diào)制器(EFM)組成，如圖2(a)所示。

　　y[n]為1bit量化器Q1的溢出信號, 當(dāng)v[n]大于M(M=2k)時，y[n]輸出為1，否則為0，其中k為輸入信號的位寬。圖2(a)對應(yīng)的z域系統(tǒng)傳遞函數(shù)可以表示為：

　　(1)

　　其輸出不僅包含了輸入信號X(z)，還包含了被高通一階濾波器(1-z-1)整形后的量化誤差(1-z-1)E(z)。量化誤差被白化整形后，其功率被推到了高頻段，如圖1(b)所示。對于圖2(b)(EFM2)，同樣有