基于DSP控制的在線式UPS整流技術(shù)

　　在電源應(yīng)用中， 基本逆變器輸出的標(biāo)準(zhǔn)電壓頻率是50 Hz, 但直流母線諧波必須是兩次， 可設(shè)計(jì)以制止數(shù)字帶阻濾波器與已知諧波頻率。在數(shù)字濾波器中，便以2n 的低層和高層截止頻率ω1 和ω2 來(lái)設(shè)計(jì)， 使用MAT ALAB 仿真。

　　離散時(shí)間滑模控制器（ DSMC） , 其中已被更為有效證明是用于內(nèi)部電流環(huán)。DSMC 仿真的描述如下。

　　在整流電路包括輸入電感如圖3 可以作為一個(gè)模式LTI 系統(tǒng)和代表的狀態(tài)空間。在離散時(shí)間， 該系統(tǒng)可以被描述如下：

　　式中， 輸入電流i in ; 整流控制電壓v pw m; 輸入電源電壓vin 都代表參加同步dq 參照系數(shù)， A i, Bi 和Ei, 為系統(tǒng)確定的電路參數(shù)。鑒于當(dāng)前的逆變命令i ref （ k） ,DSMC 仿真相當(dāng)于控制式如下：

　　直流母線電壓和PWM 技術(shù)可以用來(lái)確定整流控制電壓限制速度， 可以得到的實(shí)際控制電壓公式：

　　4 仿真結(jié)果

　　為了直觀地比較傳統(tǒng)和本文提出控制技術(shù)， 在不平衡的負(fù)載下分別建立了不同的模型。不良的負(fù)序分量的輸入電流已接近消除， 輸入電流總諧波失真也會(huì)減少。這一結(jié)果意味著， 解耦之間的逆變器和整流器實(shí)現(xiàn)了在不平衡負(fù)載輸入電流直流環(huán)節(jié)。圖4 和圖5顯示不同的動(dòng)態(tài)性能之間的控制器與諧波補(bǔ)償?shù)难芯俊Ｍㄟ^(guò)比較， 可以得知， 傳統(tǒng)的控制技術(shù)存在不平衡的三相輸入電流和低失真， 本文的控制技術(shù)是穩(wěn)定的。

圖4 傳統(tǒng)控制策略的仿真結(jié)果

圖5 新型控制策略的仿真結(jié)果5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　基于兩個(gè)數(shù)字控制器T MS320C2812 DSP 控制整流器和逆變器， 分別在圖3 使用相同的負(fù)載進(jìn)行模擬實(shí)驗(yàn)。圖6為在線收集的穩(wěn)態(tài)下的直流電測(cè)量值和篩選值。顯然， 直接測(cè)量Udc為代表的100 Hz 組成部分得到顯著抑制， 由四階濾波器證明了這一瞬態(tài)測(cè)試。

圖6 測(cè)量Udc過(guò)濾Udc的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖7 傳統(tǒng)iinAB相的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　做以上重復(fù)的模擬實(shí)驗(yàn)， 其結(jié)果如圖7 和圖8 所示。

　　可以看出， 本文提出的控制技術(shù)提高了平衡的三相輸入電流， 相似的波形如圖4 和圖5 的仿真結(jié)果。

圖8 新型iinAB相的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　6 結(jié)論

　　本文提出一種新型前端PWM 整流的標(biāo)準(zhǔn)整流逆變控制技術(shù)系統(tǒng)， 以實(shí)現(xiàn)解耦之間的轉(zhuǎn)換與直流電容在不平衡負(fù)載下連結(jié)三相逆變器， 針對(duì)前端控制的整流器在不平衡負(fù)載的影響分析， 在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)和使用了電壓電流環(huán)回路， 制止2 次諧波分量的直流電壓反饋， 對(duì)整流器和逆變器的輸入電流進(jìn)行過(guò)濾， 使其不破壞動(dòng)態(tài)響應(yīng)的直流母線電壓。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果有效地證明了本文所提出的新型控制技術(shù)。