設計高性能65W雙路輸出1/4磚型模塊電源

設計方案
基本性能指標：Pomax=65W；Vin = 36 ~ 76VDC；Vo1/Vo2 : 5V/3.3V等多種組合，輸出可調(diào)范圍：±10%；Io1+Io2=18A，I01max=13A，I02max=16A；效率h=90%(5V/3.3V組合)；標準1/4磚型結構尺寸；基本模塊厚度低于9mm。
主變換電路選擇
經(jīng)對比單端正激式、準諧振式、ZVS全橋相移式及有源嵌位單管正激等幾種變換方式，采用有源嵌位軟開關單管正激方式。其顯著特點是功率器件較少，控制相對簡便可靠；固定的工作頻率有利于輸入濾波器的設計；初、次級開關電壓應力更低，初級導通損耗低，開關損耗低；變壓器利用率更高，變壓器波形好，使通過耦合對二次側同步驅(qū)動更易實現(xiàn)。二次側用同步整流方式，經(jīng)對比兩路單獨變換、主輸出降壓變換、可飽和磁放大器等方式，確定用電子模擬磁放大器(斬波式穩(wěn)壓器)方式做為第二路穩(wěn)壓方式。即用一只MOS管替代磁放大器電感，通過模擬磁放大器原理調(diào)節(jié)此開關管的導通時間實現(xiàn)穩(wěn)壓。實際對變壓器次級電壓進行了斬波。這樣最大限度減少了磁性功率器件的數(shù)量，提高了變換效率，充分發(fā)揮了線路的效能。這使得二次側具有一系列優(yōu)點，如兩路輸出無需最小負載；因占空比不必變化很大，大范圍動態(tài)響應同樣好，兩路輸出的交互負載調(diào)整率很低等等。
機械結構設計
為實現(xiàn)1/4磚標準要求36.8mm×50.8mm，選用新型小尺寸SMD封裝功率開關器件，第二路輸出濾波電感選用標準SMD平面型產(chǎn)品，以及采用PCB板制作變壓器及電感線圈，上層元件高度3.3mm，下層元件3.55mm，PCB板厚度2.05mm，總厚度8.9mm。最終保證了在1/4磚小面積上完成設計指標要求。

工作原理
線路拓撲結構及簡要說明
如圖1所示，Lm表示變壓器初級勵磁電感，Le表示初級漏感，Cr是變壓器復位嵌位電容，C1、C2分別是MOS管Q1、Q2的寄生電容，D1、D2是Q1、Q2固有的體二極管，各MOS管的溝道與并聯(lián)的體二極管組成總開關，S3、S4是二次側主輸出的同步整流續(xù)流開關管，S5、S6是第二路輸出的整流續(xù)流開關管。其中S2選用P溝道MOS管，便于設計它的驅(qū)動電路。另外注意S5的體二極管方向。
各開關管S1，S2，……S6的驅(qū)動電壓時序波形如圖2所示，在S1與S2驅(qū)動信號之間設有一定的死區(qū)以完成軟開關過渡過程。另外，參數(shù)設置要保證初級電感Lm與Cr的諧振頻率小于變換器的工作頻率fs。
Dvo1：主路導通占空比，Dvo2：第二路導通占空比，n：變壓器變比
(1) 根據(jù)變壓器等效伏-秒公式，Cr上的電壓為Vcr=Vin/(1-Dvo1)
(2) 根據(jù)輸出電感的等效伏-秒公式，有nVo1/Vin=Dvo1
(3) 對于第二路輸出有nVo2/Vin=Dvo2
S5的導通量與S3的導通量相差：Dblock=Dvo1-Dvo2，因此Vo1< Vo2。
工作過程分析
(1) 穩(wěn)態(tài)波形如圖3所示，以一個穩(wěn)態(tài)周期為例，從M1到M10的10個階段進行分析。各階段的等效電路如圖4所示。其中M1到M3階段是功率由變壓器向二次側傳輸過程，在M3階段同時又向第二路輸出傳送功率。M2階段是第二通道開關S5與S6換流過程(即續(xù)流轉向整流)，M4與M5階段是軟開關過渡過程，M5與M6階段和M9，M10階段同樣是由于變壓器初級漏感的作用形成的二次側輸出換流階段。
(2) 以下是各階段分析，注意開關S的導通包括MOS管溝道Q導通與體二極管D導通。
M1階段：：(S1，S3，S6導通，S2，S4，S5關斷)
S1導通，Vin加至變壓器初級，功率傳至二次側第一通道。S5未導通，S6處于續(xù)流狀態(tài)，這階段到S5開始導通結束。
M2階段：(S1，S3，S5，S6導通，S2，S4關斷)
第二通道開始由變壓器供電。在S5導通之前，Q6溝道關斷，靠體二極管D6續(xù)流。S5一開始導通，S5與S6開始換流。注意在這一換流過程中，變壓器次級線圈有一瞬間電壓跌落。這一跌落的程度取決于S5導通速度，變壓器初級漏感以及第二路輸出電流的大小。假設S5瞬間導通，Vin將全部加在初級漏感Le上。使二次側出現(xiàn)電壓瞬間跌落至零。這階段至S6關斷為止。
M3階段：(S1，S3，S5導通，S2，S4，S6關斷)
第一、第二路輸出完全由變壓器供電。
M4階段：(S3，S5導通，S1，S2，S4，S6關斷)
Q1關斷的過渡。從Q1關斷開始，iLe基本恒定，C1線性充電，C2通過Cr線性放電，這一階段至C1被充至Vin結束。變壓器初級電壓降至零。S3與S4換流之前，Q3溝道應該關斷以防止交叉導通。而Q4、Q6應在各自換流后導通。Q1的關斷屬一定程度的軟關斷。
M5階段：(S3，S4，S5，S6導通，S1，S2關斷)
Q1關斷后初、次級的繼續(xù)過渡。變壓器初、次級電壓降為零，無功率傳輸。Le與C1，C2諧振，C1充電上升至Vcr，C2通過Cr通路被放電至零，此時Le經(jīng)D2放電，這時Q2實現(xiàn)ZVS導通。在二次側， S3與S4， S5與S6繼續(xù)換流。
M6階段：(S2，S3，S4，S5，S6導通，S1關斷)
Q2導通時初、次級的過渡。變壓器初級電壓仍被嵌位在零電壓。Cr開始通過Q2向Le加上電壓 Vcr-Vin，使iLe下降，當iLe降至與im相等時，這一階段結束。在二次側，S3與S4，S5與S6繼續(xù)換流。
M7階段：(S2，S4，S6導通，S1，S3，S5關斷)
Q2導通后初、次級的繼續(xù)過渡。Cr以電壓Vcr-Vin使變壓器復位，二次側完全由S4，S6續(xù)流。
M8階段：(S4，S6導通，S1，S2，S3，S5關斷)S2關斷的過渡。
M9階段：(S3，S4，S6導通，S1，S2，S5關斷)S2關斷后初、次級的繼續(xù)過渡。
M10階段：(S1，S3，S4，S6導通，S2，S5關斷)S1導通的過渡。
這三個階段相應地分別與M4，M5，M6三個階段的變換過程相似。在M8階段，S1，S2上的電壓開始過渡過程，im使C1線性放電，C2線性充電。M9階段，Le與C1，C2的諧振作用使C1放電，C2充電繼續(xù)進行。與M2和M3階段相比，使S1達到ZVS過渡更困難，因為沒有等效負載電流對諧振環(huán)進行補充。但在設計上，如果通過減小勵磁電感，使勵磁電流有較大峰-峰值，可以達到ZVS過渡。但是這樣在諧振環(huán)路中會有較大環(huán)流引起較大損耗，這與主變換器工作頻率也有關。然而實際上，S1的導通過程是ZCS過渡。在M9，M10階段，S3(D3)和S4(D4)開始換流，當S3完全導通后，這一階段結束，然后回到M1階段，完成一個完整周期的變換。

實驗結果
測試條件：Vin=48V, Vo1=5V, Vo2=3.3V, Io1=6.5A(半載), Io2=8A(半載)
各開關管驅(qū)動電壓波形(略)，Q1與Q2驅(qū)動時序有一定死區(qū)以完成軟開關過渡。Q5、Q6驅(qū)動波形雖有一定交叉，但此刻變壓器不傳輸功率，不會引起交叉導通損耗問題。
在Q1關斷Q2導通的過渡過程中，Q1實現(xiàn)軟關斷，Q2是零電壓導通。 在Q2關斷Q1導通的過渡過程，Q2是軟關斷；Q1如前所述不是零電壓
導通，但Q1實現(xiàn)了零電流導通，而且從總體效率指標比較，這樣的結果最好。
在實測的效率—負載曲線中，在輕載時就有較高的效率，在半載至滿載時，效率一直保持在90%左右。
另外，該模塊動態(tài)負載響應快，電壓變動小。當Io1從 0—>6.5A變動時，電壓變化量只有120mV，恢復時間小于250ms。

結語
以上理論分析及實驗數(shù)據(jù)表明，應用所介紹的技術使這款雙路輸出1/4磚型模塊電源表現(xiàn)出優(yōu)異的特性。其它特性還有諸如雙路輸出可各自調(diào)整；在各種不同負載條件下，輸出電壓極為穩(wěn)定；可靠性很高等等，解決了以往其它雙路輸出電源存在的許多問題。(本文有刪節(jié)，詳見本刊網(wǎng)站www.eaw.com.cn)■

圖1 有源嵌位單端正激變換及電子模擬磁放大器原理

圖2 開關管S1，S2……S6的驅(qū)動電壓波形

圖3 穩(wěn)態(tài)時的相關電流電壓原理性波形圖

圖4 各不同階段的等效電路