基于DSP的滯環(huán)跟蹤型有源電力濾波器數(shù)字控制系統(tǒng)

4 諧波電流的計算

在DSP主程序中，諧波電流的計算是一個非常重要的部分，因為，指令電流計算的準確與實時性直接關系到APF補償性能的好壞，假如指令電流誤差很大，即使滯環(huán)跟蹤補償電流發(fā)生器輸出完全跟蹤諧波補償指令電流，最終的補償結(jié)果誤差也會很大。本文采用基于瞬時無功功率理論的d－q法計算諧波指令電流，d－q法的框圖如圖4所示。

圖4 d－q變換框圖

將瞬時A/D采樣的三相電流信號經(jīng)過如下變換，得到d－q坐標系表達式。

i_dq0===（1）

式中

C=×（2）

在d－q變換后，基波成分轉(zhuǎn)換為直流分量(i_d，i_q)，基波不對稱和諧波成分轉(zhuǎn)換為(i_d，i_q，i₀)，對于三相三線制系統(tǒng)，i₀=0。圖4中的低通濾波器用來將與基波成分對應的直流分量分離出來，再經(jīng)過d－q反變換后，得到三相對稱基波，最后與輸入的負載電流相減得到諧波、基波的非對稱部分。

采用新型DSP－TMS320F2407A實現(xiàn)圖4所示d－q變換，但是對于有限字長DSP－TMS320F2407A，通過LPF傳遞函數(shù)的推導，可以發(fā)現(xiàn)其采樣頻率遠不能達到A/D采樣的頻率，即40kHz。雖然DSP可以通過移位、加法等方法實現(xiàn)32位算術運算，但是這必將大大增加DSP的計算量，并且降低分辨率，無法滿足有源電力濾波器的實時性、準確性要求。為解決這個矛盾，我們在諧波提取中采用了兩種采樣頻率工作的方式：d－q變換和LPF采用較低的頻率工作；其它部分的工作頻率為40kHz。通過頻譜分析可知，19次以上諧波含量很少，所以我們可以只補償19次以下諧波，根據(jù)采樣理論，我們選擇LPF的采樣頻率為2.5kHz。

5 直流側(cè)電壓控制

為了保證主電路有良好的補償電流跟隨特性，直流側(cè)電壓必須大于電網(wǎng)線電壓峰值，方能實現(xiàn)電流可控，因此必須將變流器直流側(cè)電容的總電壓控制為一個適當?shù)闹担瑢嶋H選為700V。

系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時，理想的APF是不需從電網(wǎng)獲取能量的。實際的APF因其損耗將需要從電網(wǎng)吸收少量能量，其直流側(cè)電容的電壓平均值將發(fā)生變化，所以必須對直流側(cè)電容電壓加以閉環(huán)控制。

圖5所示的是具有直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)功能的指令電流運算電路框圖。

圖5 PI調(diào)節(jié)框圖