基于DSP實(shí)現(xiàn)的一種新穎開(kāi)關(guān)逆變電源

第二階段 諧振

由于電路隔直電容和諧振電感（包括變壓器中漏感）諧振，電感在第一階段所保存的能量得以釋放。當(dāng)諧振電流到零時(shí)，關(guān)斷Q1。此階段Q2、Q4導(dǎo)通，Q5延遲一段時(shí)間再關(guān)斷。如圖2中ug5所示。

第三階段 Q2，Q3導(dǎo)通

在此階段，使Q6在Q2，Q3導(dǎo)通前提前導(dǎo)通。當(dāng)Q2，Q3（Q1，Q2之間有死區(qū)）導(dǎo)通時(shí)，直流側(cè)的能量便可傳遞到輸出端，此時(shí)Q6為軟開(kāi)通。如圖2中ug6所示。

第四階段 諧振

工作原理同第二階段類似，此時(shí)電流方向與第二階段相反，當(dāng)電感上的能量釋放完畢，關(guān)斷Q6。此時(shí)一個(gè)周期便結(jié)束，開(kāi)始下一個(gè)周期。

從圖1可以看出，無(wú)論變壓器副邊電壓極性如何，若Q5導(dǎo)通、Q6關(guān)斷，則輸出端OUT1為正，OUT2為負(fù)；若Q6導(dǎo)通，而Q5關(guān)斷，則OUT2為正，而OUT1為負(fù)。所以，控制Q5，Q6的導(dǎo)通順序，即可控制輸出端的極性，并可獲得多種波形，例如交流、脈沖等波形均可實(shí)現(xiàn)。如要輸出正弦波的正半周時(shí)，PULS1控制Q1，Q4，PULS2控制Q2，Q3，并同時(shí)讓Q5，Q6相應(yīng)地提前導(dǎo)通，便可輸出正弦波的正半周，如圖3所示。

（a） 驅(qū)動(dòng)波形

(b) 輸出波形

圖3 輸出正弦波的正半周

要輸出正弦波的負(fù)半周，只需讓Q5，Q6的導(dǎo)通順序交換便可，如圖4所示。

（a）

(b)

圖4 輸出正弦波的負(fù)半周

5 軟件實(shí)現(xiàn)

TMS320LF2407的處理速度為30MIPS，幾乎所有的指令都可在50ns的單周期內(nèi)完成，配合其強(qiáng)大的指令運(yùn)算功能，很容易實(shí)現(xiàn)各種控制算法及高速的實(shí)時(shí)采樣，可提高系統(tǒng)的工作效率。為了改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)品質(zhì)，并減小系統(tǒng)的靜差，采用了閉環(huán)來(lái)實(shí)現(xiàn)各個(gè)功率變換環(huán)節(jié)的控制。

5.1 PWM波的輸出

本文采用三角波作為載波的規(guī)則采樣法，來(lái)獲得等高不等寬的矩形波，即脈沖。每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都與相應(yīng)的三角波的中點(diǎn)相對(duì)應(yīng)，在三角波的負(fù)峰值時(shí)刻tD對(duì)正弦調(diào)制波采樣而得D點(diǎn)，過(guò)D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn)，如圖5所示。則有

δ=Tc(1＋sinωrtD)/2

圖5 采樣三角波載波的規(guī)則采樣法

根據(jù)這一關(guān)系式，如果一個(gè)周期內(nèi)有N個(gè)矩形波，則第i個(gè)矩形波的占空比為

Dr=0.5＋0.5sin(i＊2π/N)

用周期和占空比分別去設(shè)定TMS320LF2407中PWM電路相應(yīng)的寄存器，便可在PWMx(x=1,2,3,4,7,8)上獲得所需的PWM脈沖波形，由這些PWM脈沖去控制相應(yīng)的6個(gè)開(kāi)關(guān)管，便可輸出正弦波形。要注意的是，輸出正弦波質(zhì)量的高低與用作控制的正弦波的離散數(shù)量有關(guān)，如果離散數(shù)量越多，則輸出的正弦波就越平滑，但卻增加了DSP的運(yùn)算量。反之輸出會(huì)越差。因此，對(duì)具體的應(yīng)用場(chǎng)合，要選擇合適的離散值。定時(shí)器T1，T3被設(shè)定為下溢和周期匹配中斷方式，用作PWM輸出時(shí)基，工作在連續(xù)增/減記數(shù)模式。