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          基于合成器的IF調(diào)諧無(wú)線接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)

          作者: 時(shí)間:2012-07-23 來(lái)源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

          前言

          本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/154331.htm

            為了提高現(xiàn)代設(shè)備的靈敏度和可選擇性,需要盡可能地減小相位噪聲和參考雜散,并縮短鎖定時(shí)間。本文中所述電路可以改善本振(LO)的所有這些性能。

            相位噪聲是對(duì)LO信號(hào)的純度的一種量度。相位噪聲是載波功率相對(duì)于給定的頻率偏移處(頻率通常定義1kHz 頻率偏移)1-Hz的帶寬上的功率。其計(jì)算結(jié)果以dBc/Hz為單位表示。

            由于頻率內(nèi)部的開(kāi)關(guān)切換,輸出信號(hào)中會(huì)出現(xiàn)雜散(spurs)。在整數(shù)N分頻的中,它們一般是由于鑒相器(PFD)的工作頻率點(diǎn)上的信號(hào)分量所引起的;在小數(shù)N分頻中,它們是由合成器本身架構(gòu)的特點(diǎn)所造成的。在整數(shù)N分頻鎖相環(huán)(PLL)中,它們被稱為參考雜散(reference spurs)。

            鎖定時(shí)間是指輸出從一個(gè)頻率切換到另一個(gè)頻率所需要花費(fèi)的時(shí)間——這對(duì)于許多系統(tǒng)來(lái)說(shuō)是一個(gè)重要的指標(biāo)。一般說(shuō)來(lái),當(dāng)輸出穩(wěn)定到所期望的最終頻率附 近、差異在某一百分比[或者以百萬(wàn)分之一(ppm)衡量]之內(nèi),或是相位鎖定在所需要相位度數(shù)的附近,此時(shí)我們說(shuō),輸出被切換到或者鎖定到新的頻率上了。

            傳統(tǒng)的方式

            圖1所示的是最通用的的架構(gòu)的功能框圖(超外差)。這里所示出的系統(tǒng)是滿足DCS1800移動(dòng)電話標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)的典型結(jié)構(gòu)。在該標(biāo)準(zhǔn)中,接收(Rx)頻段是1805MHz~1880MHz。

            圖1中,RF輸入信號(hào)先流經(jīng)一個(gè)RF濾波器,接下來(lái)再經(jīng)過(guò)一個(gè)低噪聲放大器(LNA)。隨后,信號(hào)在混頻器中與一個(gè)可的LO輸入進(jìn)行混頻,變換到 中頻段()。混頻后的信號(hào)接受進(jìn)一步的濾波,在通過(guò)一個(gè)最終的混頻器,與一個(gè)固定頻率的LO信號(hào)混頻,從固定的頻段下變頻到基帶信號(hào)頻段上。

            可的RF LO信號(hào)是利用一路干凈和穩(wěn)定的參考頻率信號(hào)來(lái)生成的,該基準(zhǔn)信號(hào)輸入至ADF4106 PLL合成器和一個(gè)壓控振蕩器(VCO)中后最終形成LO信號(hào)。參考頻率信號(hào)可以由溫補(bǔ)晶振(TCXO)、壓控晶體振蕩器(VCXO)或者恒溫晶體振蕩器 (OCXO)來(lái)產(chǎn)生。 在整數(shù)N分頻系統(tǒng)中,PLL合成器的R分頻器將該參考信號(hào)變換成為一個(gè)頻率等于信道間隔的信號(hào)——或者,在小數(shù)N分頻系統(tǒng)中,將信號(hào)頻率變換成信道間隔的 倍數(shù)。PFD則對(duì)環(huán)路輸出FVCO除以N后的結(jié)果與R分頻器的輸出進(jìn)行比較,然后,環(huán)路驅(qū)動(dòng)VCO,使得FVCO = FPFD × N,以使PFD輸出歸零。可以通過(guò)改變N來(lái)改變LO輸出頻率,從而對(duì)電路進(jìn)行

            LO的相位噪聲取決于多方面的因素:參考信號(hào)噪聲、合成器中的噪聲(R分頻、N分頻、PFD和電荷泵),N值,以及PFD的工作頻率。

            LO的相位噪聲(dB)可以用如下的公式來(lái)表示:

            式中

            PNSYNTH是合成器對(duì)相位噪聲的貢獻(xiàn)(在數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出,單位是dB)

            20 logN是合成器中的N值所帶來(lái)的附加噪聲

            10 logFPFD是合成器的PFD頻率所產(chǎn)生的噪聲分量

            *欲獲得更多詳情,請(qǐng)參閱“Design a Direct 6-GHz Local Oscillator with a New, Wideband, Integer-N, PLL Synthesizer”(Analog Dialogue, Volume 35, No. 6, November-December, 2001)

            參考雜散取決于如下因素:PFD設(shè)計(jì),PFD電路中電荷泵的漏電,PLL環(huán)路帶寬,VCO靈敏度。鎖定時(shí)間取決于PFD頻率和PLL環(huán)路帶寬。

            在接收機(jī)中, 如果選定為230MHz,經(jīng)過(guò)調(diào)諧的RF信號(hào)將在2035~2110MHz范圍內(nèi)變化(使用高端注入),步進(jìn)為200kHz。如果使用整數(shù)N分頻架構(gòu) 來(lái)的話,則需要使用200kHz的PFD頻率,而N值將從10175(2035MHz)變化為10550(2110MHz)。

            在商業(yè)應(yīng)用系統(tǒng)中所期望的帶內(nèi)相位噪聲為-85.6 dBc/Hz,采用適合的鎖相環(huán),如ADF4106,系統(tǒng)的典型基準(zhǔn)寄生為-88dBc @ 200kHz和-90dBc @ 400kHz。

          圖1 傳統(tǒng)的超外差接收機(jī)的系統(tǒng)框圖

            圖1 傳統(tǒng)的超外差接收機(jī)的系統(tǒng)框圖

            如果環(huán)路帶寬選取為20kHz,則相位差小于10度時(shí)對(duì)應(yīng)典型的鎖定時(shí)間將為250µs。

          ADI公司目前提供一種新的寬帶寬PLL合成器——ADF4107。其RF級(jí)可以在高達(dá)7.0GHz的頻率下工作,而PFD頻率可以高達(dá) 104MHz。這樣的寬帶寬工作能力可以用于新穎的接收機(jī)架構(gòu),如圖2所示。在該結(jié)構(gòu)中,每一級(jí)的LO都可以從一路頻率為所需頻率的整數(shù)倍的信號(hào)變換 得到。此外,調(diào)諧是在IF部分完成的。這就容許系統(tǒng)采用非常高的倍率,以便改善總的相噪聲和鎖定時(shí)間性能。

            固定頻率的RF電路

            在圖2中,一個(gè)頻率固定的RF LO將信號(hào)向下變頻到IF頻段,而信道的調(diào)諧在IF中完成。仍以DCS1800為例,我們可以選擇頻率固定為1520MHz的RF LO。這可以從一路6080MHz的信號(hào)通過(guò)÷4分頻來(lái)獲得。

          圖2 替代性的接收機(jī)框圖

            圖2 替代性的接收機(jī)框圖

            RF LO 的相噪聲為:

            –219 + 20 log 950 + 10 log (6.4 × 106) – 20 log 4 = –219 + 59.5 + 68 – 12 = –103.5 dBc/Hz

            參考雜散將出現(xiàn)在偏離載波6.4MHz的頻率上,量值很小(-90dBc),這是因?yàn)?a)4分頻電路對(duì)應(yīng)12dB的衰減,以及(b)——由 于這是固定頻率的LO——環(huán)路帶寬可以變得很小(例如20kHz)。簡(jiǎn)單地施加一路20dB/十倍頻程的衰減,將可以進(jìn)一步衰減寄生分量。

            在200kHz、400kHz、600kHz和800kHz處將不存在參考雜散,而鎖定時(shí)間也不成問(wèn)題,因?yàn)樵陬l率固定的RF電路中無(wú)需進(jìn)行任何調(diào)諧操作。

            調(diào)諧作用的IF電路

            我們繼續(xù)討論DCS1800實(shí)例,圖2示出了一種可調(diào)諧的IF電路,其調(diào)節(jié)范圍從285MHz到380MHz,步進(jìn)為200kHz。為了實(shí)現(xiàn)此功 能,PFD頻率選用為3.2MHz ,相應(yīng)產(chǎn)生的初始LO信號(hào)可以從4560變化到5760MHz,調(diào)諧的步進(jìn)為3.2MHz。對(duì)這些頻率進(jìn)行16分頻,就可以獲得所需要的 285MHz~360MHz、步進(jìn)為200kHz的信號(hào)。

            可調(diào)諧的IF電路在最差情形下的位相噪聲為:

            –219 + 20 log 1800 + 10 log (3.2 × 106) – 20 log 16 = –219 + 65 + 65 – 24 = –113 dBc/Hz

            參考雜散將出現(xiàn)在偏離載波3.2MHz處。通過(guò)選擇500kHz的環(huán)路帶寬, 在3.2MHz的雜散將低于-90dBc。在一個(gè)DSC系統(tǒng)中,參考雜散件小的的重要頻率點(diǎn)是200kHz、400kHz、600kHz和800kHz。 不過(guò)在我們所提出的配置中,這些頻率點(diǎn)上并不存在寄生分量,因?yàn)槲覀冞x用的PFD工作頻率高達(dá)3.2MHz。

            在環(huán)路帶寬設(shè)定為500kHz, PFD頻率為3.2MHz時(shí),系統(tǒng)可以在10 µs以內(nèi)完成鎖相操作,且偏差在10°以內(nèi)。圖3所示的是頻率鎖定的響應(yīng)特性。

          圖3 可調(diào)諧的IF電路鎖定時(shí)間

            圖3 可調(diào)諧的IF電路鎖定時(shí)間

            濾波方面的考慮

            上述的兩種架構(gòu)實(shí)質(zhì)上都屬于超外差,采用了兩級(jí)下變頻電路。在每一級(jí)電路中,濾波都有著關(guān)鍵性影響。

            在圖1中,位于LNA之前的RF濾波器可以抑制很強(qiáng)的帶外干擾,IF濾波器可以選用窄帶(在GSM體制中可以為200kHz)來(lái)抑制帶內(nèi)干擾。

            在圖2中,RF濾波器與圖1中所示的相同。不過(guò),圖2中的IF濾波器不能采用窄帶的。它必須能覆蓋整個(gè)信號(hào)帶寬,因?yàn)檎{(diào)諧是在其后才發(fā)生的。這意味 著,帶內(nèi)干擾信號(hào)將在信號(hào)鏈后面的基帶處理中濾除。ADI可以提供若干種IF到基帶的接收機(jī),包括AD6650、AD6652、AD9870和 AD9874。在使用如圖2所示的架構(gòu)時(shí),應(yīng)該仔細(xì)考慮這些器件的選用。

            結(jié)論

            讓PLL的內(nèi)核以更高的PFD頻率工作(最終的LO頻率的整數(shù)倍)可以改善相位噪聲、輸出參考雜散和鎖定時(shí)間性能。另外,可調(diào)諧的IF架構(gòu)可以提供更高的性能,因?yàn)槠浔额l可以采用更高的整數(shù)倍。不過(guò),需要精心考慮濾波方面的需求。

            本文中所示的例子是針對(duì)整數(shù)N分頻鎖相環(huán)ADF4107的,但這種結(jié)構(gòu)并不僅限于此,采用小數(shù)N分頻體系結(jié)構(gòu),也能實(shí)現(xiàn)類似的性能改善。



          評(píng)論


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