多通道相位同調(diào)RF量測(cè)系統(tǒng)設(shè)定

圖 5. 了解基頻訊號(hào)頻率偏移所造成的影響

相對(duì)來(lái)說(shuō)，只要 RF 音調(diào) (Tone) 與分析器的中心頻率產(chǎn)生小幅誤差，隨即可造成極大的差異。當(dāng)降轉(zhuǎn)換為基頻時(shí)，偏音 (Offset tone) 所產(chǎn)生的基頻 I (亦為 Q) 訊號(hào)即屬于正弦波。此外，基頻正弦波的頻率即等于「輸入音調(diào)與分析器中心頻率之間的頻率差異」。因此如圖 6 所示，「Phase versus time」圖將呈現(xiàn)線性關(guān)系。

圖 6. 未校準(zhǔn)系統(tǒng)中的 10 MHz 音調(diào)「Phase vs. Time」關(guān)系圖

從圖 6 可發(fā)現(xiàn)，相位于每個(gè)微秒 (Microsecond) 可提升將近 360 – 亦即所產(chǎn)生的音調(diào)與分析器的中心頻率，可確實(shí)為 1 MHz 偏移。圖 6 中亦可發(fā)現(xiàn)，2 組同步取樣示波器之間保持著極小卻穩(wěn)定的相位差 (Phase difference)。此離散相位差是起因于 LO 供電至各組降轉(zhuǎn)換器之間的連接線長(zhǎng)度差異。如接下來(lái)所將看到的，只要針對(duì)其中 1 個(gè) RF 通道調(diào)整 DDC 的開始相位 (Start phase)，即可輕松進(jìn)行校準(zhǔn)。

如圖 7 所示，要量測(cè) 2 組分析器之間相位偏移的精確方式之一，即是以 2 組分析器的中心頻率產(chǎn)生單一音調(diào)。

圖 7. 雙通道 RF 分析器相位的校準(zhǔn)測(cè)試設(shè)定

透過分配器 (Splitter) 與對(duì)應(yīng)的連接線長(zhǎng)度，即可量測(cè)各組分析器的「Phase versus time」。假設(shè)訊號(hào)產(chǎn)生器與分析器均集中為相同的 RF 頻率，則可發(fā)現(xiàn)各組分析器的「Phase versus time」圖甚為一致。圖 8 即呈現(xiàn)此狀態(tài)。

圖 8. 各組同步取樣的 ADC 均將具有相同的相位偏移

從圖 8 可明顯發(fā)現(xiàn)，共享相同 LO 與 IF 取樣頻率的 2 組分析器，將維持穩(wěn)定的相位偏移。事實(shí)上，各組分析器之間的相位差 (圖 8 中的 Θ = 71.2°) 均可進(jìn)行量測(cè)并補(bǔ)償之。若要補(bǔ)償各組分析器之間的相位差，則僅需于 DDC 中調(diào)整 NCO 的開始相位。若 NCO 所使用的 IF 中心頻率，即用于產(chǎn)生最后基頻 I 與 Q 訊號(hào)，則此 NCO 本質(zhì)即為數(shù)字正弦波。在圖 8 中可發(fā)現(xiàn)，以菊鏈 (Daisy-chained) 方式連接的 RF 分析器，可透過特定中心頻率產(chǎn)生 71.2° 的載波相位差。在整合了第二組 LO 的連接線長(zhǎng)度，與其所使用的中心頻率之后，即可決定確切的相位偏移。若將 71.2° 相位延遲 (Phase delay) 套用至主要 DDC 的 NCO 上，則可輕松調(diào)整 2 個(gè)信道的基頻訊號(hào)相位;如圖 9 所示。

圖 9. 校準(zhǔn)過后的相位同調(diào) RF 擷取通道「Phase vs. Time」

一旦校準(zhǔn)各組分析器的 NCO 完畢，則 RF 分析器系統(tǒng)即可進(jìn)行 2 個(gè)通道以上的相位同調(diào) RF 擷取作業(yè)。事實(shí)上，多通道應(yīng)用可同步化最多 4 組 PXIe-5663 - RF 向量訊號(hào)分析器。

結(jié)論

當(dāng) MIMO 與波束賦形技術(shù)正蓬勃發(fā)展時(shí)，亦對(duì)測(cè)試工程師帶來(lái)新的挑戰(zhàn);而模塊化的 RF 儀控功能更可提供高成本效益且精確的量測(cè)解決方案。而進(jìn)一步來(lái)說(shuō)，如 PXIe-5663 VSA 與 PXIe-5673 的 PXI 儀器，則可設(shè)定為最多 4x4 MIMO 與相位同調(diào) RF 量測(cè)的應(yīng)用。