數(shù)字接收機(jī)中高性能ADC和射頻器件的動(dòng)態(tài)性能要求

不同結(jié)構(gòu)的雜散考慮

如果需要進(jìn)一步節(jié)省元件數(shù)、線路板空間，降低功耗及成本，可采用下面給出的一次變頻結(jié)構(gòu)。假定設(shè)計(jì)的cdma2000接收機(jī)工作在PCS頻段，采樣速率為61.44Msps，合成器基準(zhǔn)頻率為30.72MHz，第一中頻的中心選在6階Nyquist頻段169MHz，帶寬約為1.24MHz。對(duì)于DDS結(jié)構(gòu)，采用相同的169MHz第一中頻，第二中頻的中心頻率在46.08MHz的2階Nyquist頻段。

表3. 用于SDC和DDC架構(gòu)的假設(shè)雜散特性

Maxim的IF放大器：MAX2027 MAX2055

Maxim也提供每級(jí)增量為1dB的數(shù)控增益、高性能IF放大器。MAX2027就是一種數(shù)控增益放大器(DVGA)，采用單端輸入/單端輸出方式，可工作在50MHz至400MHz頻率范圍內(nèi)，其最大增益時(shí)的噪聲系數(shù)只有5dB。MAX2055則是單端輸入/差分輸出的DVGA，可在30MHz至300MHz頻率范圍內(nèi)驅(qū)動(dòng)高性能ADC。在MAX2055的差分輸出和ADC差分輸入之間可以采用一個(gè)升壓變壓器，變壓器提供差分驅(qū)動(dòng)，有利于輸出信號(hào)之間的平衡。這兩個(gè)DVGA工作在5V偏置，整個(gè)增益設(shè)置范圍內(nèi)具有+40dBm的OIP3。更詳細(xì)的內(nèi)容可參考Maxim網(wǎng)站上(www.maxim-ic.com.cn)的相關(guān)資料。

Maxim的高線性混頻器：MAX9993 MAX9982

在接收電路中，混頻器往往承受對(duì)性能要求更加嚴(yán)格的較大的輸入信號(hào)。理想狀態(tài)下，混頻器輸出信號(hào)的幅值和相位與輸入信號(hào)的幅值和相位成正比，而且這種比例關(guān)系與LO信號(hào)無(wú)關(guān)。根據(jù)這一假設(shè)，混頻器的幅度響應(yīng)與RF輸入呈線性關(guān)系，且與LO輸入信號(hào)無(wú)關(guān)。

然而，混頻器的非線性會(huì)產(chǎn)生一些不希望的混頻信號(hào)，稱(chēng)之為雜散響應(yīng)，這些雜散信號(hào)是由到達(dá)混頻器RF端口、并不希望出現(xiàn)的信號(hào)產(chǎn)生的IF頻段的響應(yīng)。無(wú)用的雜散信號(hào)將干擾有用的RF信號(hào)的工作，混頻器的IF頻率可由下式給出：

fIF = ± mfRF ± nfLO這里，IF、RF和LO分別是各自端口的信號(hào)頻率，m和n是將RF和LO信號(hào)混頻后的諧波階數(shù)。

集成(或有源)平衡混頻器(比如Maxim的MAX9993和MAX9982)，由于其性能優(yōu)于無(wú)源混頻方案而備受關(guān)注。當(dāng)m或n為偶數(shù)時(shí),平衡式混頻器能夠抑制一定的雜散響應(yīng)，2次諧波性能更加優(yōu)異。理想的雙平衡混頻器可以抑制m或n (或兩者)為偶數(shù)的所有響應(yīng)。在雙平衡混頻器中，IF、RF和LO端口之間都是相互隔離的。采用設(shè)計(jì)合理的非平衡變壓器,混頻器可以在IF、RF和LO頻帶交迭。MAX9993和MAX9982特點(diǎn)包括：低噪聲系數(shù)，內(nèi)含LO緩沖器，低LO驅(qū)動(dòng)，允許兩路LO輸入的LO開(kāi)關(guān)，極好的LO噪聲特性等,此外,在RF和LO端口還集成有RF非平衡變壓器。

Maxim的這些混頻器內(nèi)都嵌有LO噪聲性能極好的LO緩沖器，降低了對(duì)LO電源的要求。通常LO噪聲與電平較高的輸入阻塞信號(hào)相混合會(huì)降低接收靈敏度。MAX9993和MAX9982內(nèi)含低噪聲LO緩沖器，可在出現(xiàn)阻塞時(shí)減輕對(duì)接收靈敏度的影響。例如，假設(shè)VCO輸入信號(hào)的邊帶噪聲是-145dBc/Hz，MAX9993的LO噪聲特性的典型值是-164dBc/Hz，這樣復(fù)合邊帶噪聲就只下降了0.05dBc/Hz到-144.95dBc/Hz。采用這種方法，用戶(hù)不僅為混頻器提供一個(gè)電平較低的LO信號(hào)，還能確保接收機(jī)的混頻特性不會(huì)因MAX9993內(nèi)置LO緩沖器的性能而降低。

此外，還有一種棘手的2階雜散響應(yīng)，也稱(chēng)為半中頻(1/2 IF)雜散響應(yīng)，對(duì)于低端注入，混頻器階數(shù)為：m = 2、n = -2；對(duì)于高端注入，混頻器階數(shù)為：m = -2、n = 2。低端注入時(shí)，引起半中頻寄生響應(yīng)的輸入頻率比希望的RF頻率低fIF/2 (圖4)。所希望的RF頻率為1909MHz與1740MHz的LO頻率進(jìn)行混頻，得到的IF頻率為169MHz。雖然，CDMA的RF和IF載波頻寬為1.24MHz，但在這里表示成一個(gè)頻率為中心載頻的單頻信號(hào)。在這個(gè)例子中， 1824.5MHz頻率的無(wú)用信號(hào)造成了169MHz的半中頻雜散成份：

驗(yàn)證：
2 x fHalf-IF - 2 x fLO =
2 x (fRF - fIF/2) - 2 x (fRF - fIF) =
2 x (fRF - 2 x fIF/2) - 2 x fRF + 2 x fIF = fIF

由此可得到：
2 x 1824.5MHz - 2 x 1740MHz = 169MHz


圖4. 有用fRF, fLO, fIF與無(wú)用fHalf-IF頻率的位置

抑制總量(也稱(chēng)為2x2雜散響應(yīng))可根據(jù)混頻器的第二截點(diǎn)IP2來(lái)預(yù)測(cè)，圖5給出了2x2 IMR或雜散值(來(lái)自Maxim的MAX9993數(shù)據(jù)資料)。注意：圖中信號(hào)電平是用輸入IP2 (IIP2)性能計(jì)算的混頻器輸入電平。

具體的計(jì)算公式如下：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF
= 2 x 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
= +65dBm

由于Maxim的MAX9982 900MHz有源濾波器提供的典型雜散響應(yīng)2RF - 2LO為65dBc，因此，其IIP2的計(jì)算方法如下：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF
= 2 x 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
= +60dBm

圖5. 計(jì)算混頻器輸入信號(hào)的第二截點(diǎn)，IIP2

RF通道的鏡頻抑制緊靠在混頻器的前端，用于衰減所有的放大器諧波，而LO通路的噪聲濾波器則用于衰減LO注入引起的諧波。電平較高的輸入信號(hào)會(huì)在設(shè)備的輸入或輸出端引起失真或交調(diào)，其數(shù)值可以通過(guò)計(jì)算截點(diǎn)得到。 當(dāng)混頻器LO功率為固定值時(shí)，其截點(diǎn)或失真成份的階數(shù)僅取決于RF倍頻，而與LO的倍頻無(wú)關(guān)，只需考慮RF信號(hào)的變化。這里說(shuō)的階數(shù)代表失真隨輸入電平上升而增加的速度。

在接收器增益要求不高時(shí)，Maxim的15位ADC MAX1418具有極佳的噪聲性能，因而可以用最小的AGC承受較大的阻塞電平或干擾電平。MAX1211 ADC系列產(chǎn)品適合于一次變頻接收結(jié)構(gòu)，其第一IF輸入頻率可達(dá)400MHz。另外，Maxim的MAX9993和MAX9982混頻器可提供需要的線性度，同時(shí)噪聲系數(shù)低，功率增益較高，因而可在接收機(jī)設(shè)計(jì)過(guò)程中省去無(wú)源濾波器。MAX2027和MAX2055 DVGA在整個(gè)增益可調(diào)范圍內(nèi)的OIP3典型值約為+40dBm。由這些元件組成的接收器能夠?qū)⒌统杀窘鉀Q方案的性能提高一個(gè)等級(jí)。

1. 被測(cè)電路或系統(tǒng)的輸出截止點(diǎn)是輸入截止點(diǎn)與增益(以dB為電位)之和。