簡(jiǎn)論變頻器廣泛應(yīng)用對(duì)電力系統(tǒng)的影響

(3) 采用高頻整流電路，改善整流波形，提高功率因數(shù)，直流電壓可調(diào)節(jié);

(4) 逆變環(huán)節(jié)采用高開關(guān)頻率高的電力電子器件，如MOSFET，IGBT等，可以提高載波頻率比，抑制變頻器輸出端的高頻諧波。

(5) 在逆變環(huán)節(jié)采用多重化技術(shù)，提高脈波數(shù)，使輸出的電流電壓波形更加接近正弦波。但重?cái)?shù)越多電路越復(fù)雜，可靠性會(huì)隨之降低，三重化電路可以兼顧輸出波形質(zhì)量和設(shè)備可靠性，較理想。

2.3.2 采用合適的控制策略

從變頻器控制器這一點(diǎn)出發(fā)，可采用更合適的控制策略或者在原來(lái)的控制策略基礎(chǔ)上作點(diǎn)優(yōu)化和改進(jìn)，原理上更大限度地減少諧波的產(chǎn)生。以實(shí)際應(yīng)用中常用的正弦脈寬調(diào)制法(SPWM)法和特定消諧法(SHE)法為例。

根據(jù)SPWM基本理論，當(dāng)調(diào)制波頻率為fr，載波頻率為fc，載波頻率比N=fc/fr，單極性SPWM控制在輸出電壓中產(chǎn)生N-3次以上的諧波，雙極性SPWM控制在輸出電壓中產(chǎn)生N-2次以上的諧波。比如，N=25，采用單極性SPWM控制，低于22次的諧波全被消除，采用雙極性SPWM控制，低于23次的諧波全被消除。

但輸出電壓頻率較高的時(shí)候，由于受到元件開關(guān)頻率的限制，N值不可能大，SPWM控制的優(yōu)勢(shì)就不太明顯了，這個(gè)時(shí)候選擇SHE法可以在開關(guān)次數(shù)相等的情況下輸出質(zhì)量較高的電壓、電流，降低了對(duì)輸入、輸出濾波器的要求。

2.3.3 采取濾波電路

在變頻器外部采取措施，綜合考慮變頻器注入電網(wǎng)的特征諧波以及個(gè)別變頻器的特有非特征諧波特性，制訂濾波方案對(duì)污染源進(jìn)行治理。也即通常說(shuō)的先污染，后治理。只用濾波器效果并不理想，與上述二類方法配合作用更見效。

(1) 若變頻器輸入側(cè)沒(méi)有裝設(shè)專用變壓器，可在輸入側(cè)接入交流電抗器(ACL)使整流阻抗增大，抑制高次諧波電流。

(2) 在變頻器和電網(wǎng)系統(tǒng)間的電力回路中使用交流濾波器。交流濾波器有調(diào)諧濾波器和二次型濾波器，調(diào)諧濾波器用于單次諧波的吸收，而二次型濾波器則適用于多個(gè)高次諧波的吸收，一般兩者組合使用，消除某個(gè)單次諧波同時(shí)濾除某次及以上的諧波。

(3) 在變頻器輸出端加LC濾波器可以濾除變頻器輸出的高次諧波，且可以延長(zhǎng)PWM的上升沿，減小dV/dt，從而抑制變頻輸出過(guò)電壓。如果采用LC濾波器接外殼，還可以濾除變頻器輸出的零序分量，避免零序電壓經(jīng)定子繞組與定、轉(zhuǎn)子邊的寄生電容產(chǎn)生的電流對(duì)電機(jī)等設(shè)備造成損失。

5 變頻器輸入電流不對(duì)稱

5.1 輸入電流不對(duì)稱及其影響

工業(yè)應(yīng)用中的交直交電壓型變頻器往往采用三相橋式結(jié)構(gòu)，低載運(yùn)行時(shí)交流電源輸入側(cè)輸入電流不對(duì)稱會(huì)引起三相功率因數(shù)不平衡現(xiàn)象。這主要是由于中間直流環(huán)節(jié)不是無(wú)窮大容量，在實(shí)際運(yùn)行中存在充放電過(guò)程，變頻器滿載運(yùn)行時(shí)，輸入輸出電流接近額定值，充放電電流影響不大，但是變頻器在啟動(dòng)后未達(dá)到額定功率前或者在低載的狀態(tài)穩(wěn)定運(yùn)行的情況下，由于輸入輸出電流也非常的小，充放電電流的影響就不能忽略。下面以圖5所示交直交變頻器為例，對(duì)低載工況下，充放電電流引起的輸入電流不對(duì)稱現(xiàn)象產(chǎn)生原理進(jìn)行簡(jiǎn)單分析。

圖5 交直交電壓型變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

輸入三相對(duì)稱電壓Ua、Ub、Uc，頻率為0，一般來(lái)說(shuō)輸入為工頻電壓，0=50Hz。直流環(huán)節(jié)電壓Uc波形如圖6所示，為一系列紋波。則直流側(cè)電容相應(yīng)的充放電電流iD 波形如圖7所示，其頻率為3 ?0，變頻器逆變環(huán)節(jié)的輸入電流i2主要由變頻器負(fù)載特性決定，對(duì)純阻性負(fù)載而言，i2應(yīng)該是一系列正弦半波，如圖8所示。由圖5可見變頻器整流環(huán)節(jié)輸出電流i1應(yīng)是i2和iD的矢量疊加，疊加后的波形如圖9所示。根據(jù)三相全控橋式6脈波整流原理可以推得變頻器輸入側(cè)三相電流如圖10、11、12所示，顯然三相波形嚴(yán)重不對(duì)稱，A相電流的有效值較B、C兩相都大。

則在一定的有功輸入情況下，由于輸入電壓三相對(duì)稱，計(jì)算得到A相的視在功率比B、C兩相大，因此A相的無(wú)功功率較大，功率因數(shù)較低，三相功率因數(shù)出現(xiàn)不平衡。本文分析是A相表現(xiàn)得功率因數(shù)偏低，實(shí)際變頻設(shè)備運(yùn)行時(shí)，根據(jù)其輸出頻率以及整流、逆變環(huán)節(jié)控制方式的不同，功率因數(shù)偏低現(xiàn)象有可能出現(xiàn)在B相或者C相。

5.2 實(shí)際測(cè)試結(jié)果

為驗(yàn)證變頻器輸入電流不對(duì)稱引起的功率因數(shù)不平衡現(xiàn)象，以杭州市某自來(lái)水廠使用的變頻器為例，于2005年11月14日采用TOPAS1000電能質(zhì)量測(cè)試儀對(duì)變頻器輸入側(cè)進(jìn)行了測(cè)試。該變頻器輸入工頻380(V)3相交流電，送出5～9kHz的二次交流電，二次電壓為540(V)左右，測(cè)試期間逐步梯次增加變頻器輸入有功功率，逐次記錄不同有功功率水平下的輸入電壓、電流、視在功率以及功率因素。

輸入功率為33kW時(shí)，在變頻器輸入端測(cè)量得到電流波形如圖13所示，可見B相電流較A、C兩相差別很大，隨著輸入功率的增加，B相電流和A、C兩相的電流波形越來(lái)越接近，圖14和圖15分別是輸入功率為54kW和85kW時(shí)輸入側(cè)電流波形。不同功率水平下測(cè)得的輸入電壓、電流、視在功率和功率因數(shù)的對(duì)比如表1所示。顯然，輸入功率為33kW時(shí)，三相的功率因數(shù)顯著不平衡，B相的功率因數(shù)明顯偏低，輸入功率為54kW，B相功率因數(shù)有了很大改善，輸入功率增加到85kW，B相功率因數(shù)和A、C兩相已然差別不大。