單級功率因數(shù)校正電路的直流母線電壓分析和實驗研究

摘要：通過對一種簡單的單級PFC電路的研究，從理論上推導出直流母線電壓的變化情況，以及電路功率因數(shù)和THD的計算公式，然后又用實驗進行了論證。

關鍵詞：功率因數(shù)校正；單級功率因數(shù)校正電路；直流母線電壓

1 引言

近年來PFC技術(shù)是電力電子學界的一個熱門話題，已經(jīng)提出了許多PFC電路。目前，帶有功率因數(shù)校正的開關變換器通常分為兩級結(jié)構(gòu)和單級結(jié)構(gòu)。在兩級結(jié)構(gòu)中，第一級類似于Boost型PFC電路，目的在于提高輸入的功率因數(shù)并抑制輸入電流的高次諧波；第二級為DC/DC變換器或DC/AC變換器，目的在于調(diào)節(jié)輸出以便與負載匹配。由于兩級分別有自己的控制環(huán)節(jié)，使得這個電路具有良好的性能，但是，元器件個數(shù)太多，與沒有PFC的相同電路相比，成本約增加15％。

為了使AC/DC電源在滿足諧波標準的同時，能夠?qū)崿F(xiàn)低成本、高性能，于是對單級PFC的需求越來越緊迫，特別是在小功率應用場合。單級PFC變換器使PFC和DC/DC級共用一個開關管，只有一套控制電路，同時實現(xiàn)對輸入電流的整形和對輸出電壓的調(diào)節(jié)。

但是，單級功率因數(shù)校正電路有自己的缺點，當PFC級工作在DCM模式，輕載時，直流母線（Bus）上的電壓將成為主要問題。本文將從理論上推導DC/DC級工作在DCM模式時的直流母線電壓的公式（DC/DC級工作在CCM時的情況見文獻2），然后通過實驗驗證，為解決問題提供理論依據(jù)。同時，通過直流母線的推導，順便推導出電路的PF和THD。

2 電路工作原理

單級功率因數(shù)校正的主電路圖如圖1所示，它是一種簡單的BIFRED（Boost Integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC Converter），工作波形見圖2。

圖1 主電路示意圖

圖2 工作波形圖

雖然BIFRED只有一個開關，但是和兩級的功能卻是一樣的。實際上，輸入電感L1，二極管D1，開關S1，和儲能電容C1組成了一個DCM Boost功率級，而開關S1，帶勵磁電感Lm的變壓器，輸出二極管D2和輸出濾波電容C2組成了一個反激級。其中變壓器原副邊匝比n=N∶1。

〔0－t0〕段開關S1導通，L1通過輸入整流電壓儲能，電感電流iL1（=iin）上升。同時，勵磁電感Lm通過電容C1放電而儲能，這時電容C1和變壓器原邊是并聯(lián)的。因而，勵磁電流上升。二極管D2由于反向偏置被關斷。

〔t0－t1〕段t0時刻開關S1關斷，隨著電感電流iL1下降到0，儲存在電感L1中的能量轉(zhuǎn)移到電容C1。在這個階段，D2導通，所以儲存在Lm中的能量轉(zhuǎn)移到輸出電阻。勵磁電流下降。

〔t1－t2〕段t1時刻iL1下降到0，但勵磁電感Lm中的電流iLm可能還沒到0，假設在t2時刻iLm下降到0，則二極管D2關斷。

為了獲取輸入電流的低諧波畸變，L1必須工作在DCM，也就是說，iL1必須在開關S1再次導通前下降到0。通常情況，Lm可以工作在DCM或者CCM。但是CCM工作存在輕載直流母線電壓過高的問題。所以在設計中應使L2工作在DCM狀態(tài)下。

3 理論推導

3..1 直流母線電壓的理論推導

根據(jù)電感L1的伏秒平衡，得到

DTs=(1)

式中：uin(t)為輸入電壓瞬間值；

L1為Boost電感；

Ts為開關周期；

DTs為開關導通時間；

Uo為輸出電壓；

Ub為直流母線電壓(bus voltage）；

n為變壓器匝比；

D1Ts為電感電流的續(xù)流時間(DD11)。

式（1）化簡得

D1=(2)

通過電感電流圍成面積計算，可得

Iav(sw)=（3）

式中：Iav(sw)為輸入電流的開關周期平均值；

Ip為輸入電流一個開關周期的峰值。

把式（2）代入式（3），并令Ip=，得到

Iav(sw)=D2uin(t)（4）

令T為工頻周期，則電路輸入功率Pin可由式（5）得到

Pin=Iav(sw)uin(t)dt（5）

令uin=Upsin(ωt)，把式（4）代入式（5），得到

Pin=sin2(ωt)dt（6）

而輸出功率Po為