高頻直流脈沖環(huán)節(jié)靜止變流器研究

4幾個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題的討論

(1)高頻脈沖輸出電壓波平均值udo，avg選取

　　DC/AC逆變器DPM控制時(shí)，其實(shí)質(zhì)就是根據(jù)一定的給定要求將逆變橋輸入的高頻脈沖電壓波udo組合成所需的低頻調(diào)制電壓波uAB，輸出濾波器只是用來(lái)濾除組合低頻調(diào)制電壓uAB中的高次諧波，不產(chǎn)生能量，只能暫存一定能量。在組合低頻調(diào)制電壓uAB中，輸出電壓低處脈沖稀疏、輸出電壓峰值處脈沖密集，如圖5所示。脈沖最密集處就是逆變橋輸入

圖5DPM脈沖組合波形

的高頻脈沖全部選送到輸出端，如圖5中t1～t2期間。t1～t2期間，為了確保輸出電壓THD小，應(yīng)滿足

　　Uom≤UAB，arg=Udo,arg

=Ui2DN2/N1(3)

式（2－3）可作為Udo,avg的設(shè)計(jì)依據(jù)。

(2)高頻脈沖輸出電壓波占空比2D的選取

相同Udo，avg時(shí)，若占空比2D過(guò)小，將導(dǎo)致調(diào)制電壓波形UAB稀疏且幅值大，濾波電感電流處于二極管續(xù)流時(shí)間長(zhǎng)，加大了作為續(xù)流二級(jí)管用的功率MOSFET體內(nèi)寄生二級(jí)管的電流定額。同時(shí)DC/AC逆變橋應(yīng)采用耐壓更大的功率MOSFET器件，從而有更高的導(dǎo)通電阻和穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通損耗。因此，應(yīng)盡可能增大高頻脈沖輸出電壓波占空比2D。但最大占空比2Dmax受到高頻脈沖波頻率2fs的限制。若2fs、2D均很大，則高頻脈沖電壓波的零電壓時(shí)間短暫。過(guò)零檢測(cè)信號(hào)發(fā)出的開(kāi)關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換信號(hào)經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路，存在波形傳輸延時(shí)時(shí)間和功率器件的開(kāi)關(guān)時(shí)間，可能導(dǎo)致DC/AC逆變橋功率器件在udo非零電壓期間發(fā)生開(kāi)關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換，未能實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)關(guān)。為了保證功率器件可靠實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)關(guān)，需要一定時(shí)間t0，則最大占空比應(yīng)滿足

2Dmax≤1－t02fs(4)

(3)高頻脈沖輸出電壓波udo過(guò)零檢測(cè)與控制

　　高頻脈沖輸出電壓波udo過(guò)零檢測(cè)與控制，是DC/AC逆變橋功率開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)ZVS的關(guān)鍵所在。由于udo與MISSC變換器二個(gè)功率開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)同步，因此只要將二個(gè)功率開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)uGS1、uGS2“或”在一起，經(jīng)反相并由脈沖前沿延時(shí)電路延時(shí)、整形，便得到了過(guò)零檢測(cè)信號(hào)uP，各信號(hào)相位關(guān)系如圖6所示。只要延遲時(shí)間τ合理，即可保證DC/AC逆變橋功率器件在udo=0期間開(kāi)關(guān)。由此可見(jiàn)，利用udo與功率開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的邏輯關(guān)系，將驅(qū)動(dòng)信號(hào)加以適當(dāng)變換，并考慮驅(qū)動(dòng)電路傳輸延遲時(shí)間，獲得過(guò)零信號(hào)，是一種簡(jiǎn)潔實(shí)用的方法。

圖6幾個(gè)信號(hào)之間的相位關(guān)系