用于IEEE 802.11b/g WLAN直接下變頻接收機(jī)的射頻前端設(shè)計(jì)

近年來(lái)，無(wú)線終端憑借低成本、低功耗和便于組網(wǎng)的優(yōu)越性逐漸成為校園、機(jī)場(chǎng)、醫(yī)院和家庭接人因特網(wǎng)的首選方案，無(wú)線接入技術(shù)得到迅速發(fā)展和廣泛應(yīng)用。無(wú)線收發(fā)模塊的設(shè)計(jì)研究已成為一個(gè)重要研究方向。

本文介紹了一種應(yīng)用于IEEE 802.11b／g無(wú)線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)的2.4 GHz ISM單片CMOS接收機(jī)射頻前端設(shè)計(jì)。IEEE 802.11b是目前市場(chǎng)上主流產(chǎn)品標(biāo)準(zhǔn)，而IEEE 802.11g則是IEEE 802.11系列的核心標(biāo)準(zhǔn)之一，它兼容另外兩個(gè)核心標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a和IEEE802.11b，即同時(shí)支持IEEE 802.11a的OFDM(正交頻分復(fù)用)和IEEE 802.11b的CCK(補(bǔ)碼鍵控)編碼的DSS(直接序列擴(kuò)頻)調(diào)制方式。本文中設(shè)計(jì)的接收機(jī)應(yīng)用于DSS調(diào)制方式。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

考慮到低成本、低功耗和高集成度，針對(duì)IEEE802.11b／g本身寬信道帶寬特性，本文采用直接下變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)。隨著電路技術(shù)和工藝的進(jìn)步，直接變頻所固有的問(wèn)題得到很大改善。尤其是直流偏移和1／f閃爍噪聲問(wèn)題，現(xiàn)在都能有效地降低它們的影響。

表1列出了近期設(shè)計(jì)的射頻前端性能總結(jié)。

圖1給出了接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，包括低噪聲放大器、I／Q下變頻器、去直流耦合電路、基帶線性放大器和信道選擇濾波器。

DSS標(biāo)準(zhǔn)包含11個(gè)2 MHz帶寬的子信道，總的信道帶寬為22 MHz。如果在保證誤幀率在8×102情況下，要達(dá)到靈敏度為-80 dBm，那么，

kNF+RSNR=174 dBm-10log(22 MHz)-80 dBm=20.6 dBm

式中：KNF為噪聲系數(shù)；RSNR為信噪比。

針對(duì)需要的FER，假設(shè)RSNR≈10 dB，再考慮到射頻濾波器約2 dB損耗，接收機(jī)的要求低于8.6 dB。

標(biāo)準(zhǔn)還要求在接收信號(hào)-74 dBm時(shí)，具有40 dB的鄰近信道抑制能力，鑒于此，接收機(jī)的輸入1 dB壓縮點(diǎn)要達(dá)到至少-30 dBm左右。

2 電路實(shí)現(xiàn)

2.1低噪聲放大器

圖2給出了低噪聲放大器電路具體實(shí)現(xiàn)。電路采用典型的差分Cascode結(jié)構(gòu)，增加對(duì)片上干擾抑制，減少源極寄生電感影響，另外，還能提高CMRR(共模抑制比)。不過(guò)，相對(duì)于單端輸入單端輸出，差分結(jié)構(gòu)帶來(lái)更大的功耗。

下面只分析放大器對(duì)稱的左半部分，它是一個(gè)窄帶Cascode結(jié)構(gòu)低噪聲放大器，這種結(jié)構(gòu)能得到更好的噪聲性能。Ls和Ld采用片上電感，Lc、Lg由鍵合電感實(shí)現(xiàn)。M1、M3是跨導(dǎo)晶體管，共柵連接的M2、M4提高輸出輸入之間的隔離，并減少M(fèi)1、M3漏極電容Cgd的密勒效應(yīng)。電容Cd、Cout和Ld調(diào)節(jié)輸出匹配并起到與次級(jí)電路隔直的作用。

當(dāng)然，除此之外，在優(yōu)化電路時(shí)還應(yīng)該考慮到電容Cs的影響，但式(1)、式(2)給出了各元件對(duì)電路性能的影響趨勢(shì)，這點(diǎn)在設(shè)計(jì)電路時(shí)具有指導(dǎo)意義。

仔細(xì)選擇器件參數(shù)，得到0.84 dB的噪聲系數(shù)。從圖3的仿真結(jié)果可看出，電路優(yōu)化結(jié)果使kNF非常接近kNFmin。

用電感Le代替?zhèn)鹘y(tǒng)的尾電流源提高差分電路的共模抑制比，這樣可以節(jié)省直流電壓裕度。

下式給出了CMRR(記為RCMRR)的參考公式：

式中：ZA為差分對(duì)管虛地點(diǎn)對(duì)地的阻抗。

電感采用鍵合電感，因?yàn)樗懈逹值和節(jié)省芯片面積的優(yōu)勢(shì)。

仔細(xì)地在功耗與性能之間獲取均衡，實(shí)現(xiàn)的低噪放噪聲系數(shù)為0.84 dB，增益為16 dB，S11-15 dB，直流電壓1.8 V時(shí)電流為7.6 mA。

2.2 I／Q下變頻器

圖4給出了I／Q正交下變頻器的一路混頻器。混頻器的設(shè)計(jì)需要仔細(xì)選擇每一個(gè)參數(shù)來(lái)平衡增益、線性度與噪聲之間的矛盾。由于處于接收機(jī)射頻信號(hào)最強(qiáng)處，往往混頻器對(duì)線性度的要求很高。本文采用Gilbert單元有源雙平衡混頻器，具有較高的各端口之間的隔離度?？鐚?dǎo)級(jí)晶體管源極直接接地，以提高混頻器的線性度。電路中還采用電流注入技術(shù)，以降低混頻器開(kāi)關(guān)管的低頻噪聲，同時(shí)可以增大跨導(dǎo)級(jí)電流，改善線性度。

Gilbert單元的IIP3可以表示為：

式中：I和K分別是跨導(dǎo)電路的偏置電流和跨導(dǎo)參數(shù)。

當(dāng)本振信號(hào)是正弦波時(shí)，與開(kāi)關(guān)對(duì)管有關(guān)的噪聲為：

式中：A為本振信號(hào)的幅度；ISW為開(kāi)關(guān)對(duì)管的偏置電流。

分析式(4)和式(5)，需要增大跨導(dǎo)差分對(duì)管的偏置電流來(lái)提高混頻器的線性度，同時(shí)又必須減小開(kāi)關(guān)對(duì)管的偏置電流來(lái)降低開(kāi)關(guān)噪聲，因此，需要采用電流注入技術(shù)來(lái)解決二者之間的矛盾。

2.3 交流耦合

直流偏移的解決是直接下變頻結(jié)構(gòu)的難點(diǎn)之一。這里可以采用一個(gè)去直流的高通濾波器，該濾波器具有很低的拐角頻率。

圖5描述了文獻(xiàn)[2]的研究結(jié)果關(guān)于高通濾波器的拐角頻率對(duì)傳輸數(shù)據(jù)恢復(fù)的影響。