一種加快RFIC發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)速度的創(chuàng)新方法

　　對這一設(shè)計(jì)流程，假設(shè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員已經(jīng)使用行為模型完成頂級(jí)設(shè)計(jì)，并已經(jīng)把每個(gè)模塊的初步技術(shù)數(shù)據(jù)提交給RFIC設(shè)計(jì)人員。RFIC設(shè)計(jì)人員可能已經(jīng)有一個(gè)設(shè)計(jì)方案，其可能位于不同的制造流程中，在不同頻率范圍上運(yùn)行，輸出的功率過小或過高，或效率不夠高等。因此，我們將假設(shè)設(shè)計(jì)人員先把設(shè)計(jì)中的每個(gè)模塊轉(zhuǎn)換成目標(biāo)制造流程。必需調(diào)節(jié)每個(gè)模塊的設(shè)計(jì) (主要是偏置電壓、電流和器件尺寸)，以獲得基本功能。然后可能需要進(jìn)一步調(diào)查和設(shè)計(jì)，保證其達(dá)到要求的性能水平，并"探索設(shè)計(jì)空間"，看能不能以更低的成本(功耗、區(qū)域等)實(shí)現(xiàn)更好的性能。

　　為改善效率，在初步設(shè)計(jì)流程中使用的EDA工具應(yīng)使得設(shè)計(jì)人員能夠簡便地掃描、調(diào)諧或優(yōu)化直接影響電路重要響應(yīng)的參數(shù)，這一點(diǎn)非常重要。此外，工具還應(yīng)使得設(shè)計(jì)人員能夠清楚靈活地查看模擬結(jié)果，并能夠獲得信息，清楚地存檔結(jié)果。

　　在模塊由少量正弦信號(hào)驅(qū)動(dòng)時(shí)，可以從頻域頻譜中直接計(jì)算發(fā)射機(jī)電路模塊感興趣的絕大部分響應(yīng)。因此最好使用頻域模擬工具，其前提是它們能夠處理電路的復(fù)雜性，我們將在本文中演示頻域工具能夠解算復(fù)雜程度超出想象的電路。頻域模擬器具有額外的優(yōu)勢，它們可以直接處理頻域模型和測得的數(shù)據(jù)，而不需生成某些集總等效電路。

　　為在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中模擬復(fù)雜的被調(diào)制信號(hào)(如WLAN、WCDMA)，您需要的不僅僅是頻域模擬。這是因?yàn)轭l域模擬太過于針對穩(wěn)態(tài)響應(yīng)，而復(fù)雜的被調(diào)制信號(hào)會(huì)隨著時(shí)間隨機(jī)變化。我們將介紹模擬這些被調(diào)制信號(hào)的多種不同方式。

在VCO設(shè)計(jì)中應(yīng)用頻域模擬

　　VCO設(shè)計(jì)的兩個(gè)初始重要特點(diǎn)決定著可調(diào)諧諧振器的諧振頻率范圍及電路是否振蕩。您可以從諧振電路開始（包括變?nèi)荻O管和代替線圈的理想電感器），運(yùn)行頻域S參數(shù)模擬，并作為參數(shù)掃描諧調(diào)電路，將提供諧振器調(diào)諧范圍。而調(diào)節(jié)電感值和/或變?nèi)荻O管的尺寸應(yīng)使您能夠設(shè)置諧振器的調(diào)諧范圍。一旦諧振器在希望的調(diào)諧范圍內(nèi)工作，應(yīng)使用額定電感相同的平面螺線管代替理想的電感器 (Helic的VeloceRF為合成希望值的螺旋電感器提供了工具) 。可以使用平面電磁解算工具，模擬螺旋電感器，生成準(zhǔn)確的可以用于所有VCO后續(xù)模擬中的頻域模型。圖2是測試諧振器調(diào)諧范圍的模擬設(shè)置。圖3是諧振器頻響和調(diào)諧范圍，其中作為參數(shù)掃描調(diào)諧電壓。

　　如果VCO不振蕩會(huì)怎么樣呢？您怎樣使用工具、確定原因及怎樣解決問題？一半的VCO設(shè)計(jì)與諧振器有關(guān)，而另一半則與有源電路有關(guān)，有源電路在某個(gè)頻率范圍內(nèi)生成負(fù)電阻，其足夠大，可以克服諧振器中的損耗。如果模擬器表明VCO沒有振蕩，您可以去掉諧振器，換上測試信號(hào)，相對于頻率和/ 或幅度掃描信號(hào)，使用它確定給諧振器帶來的阻抗。如果這個(gè)阻抗的實(shí)數(shù)部分不為負(fù)，或者幅度太小，那么可以試著調(diào)節(jié)偏置電流和器件尺寸等部分，直到滿足振蕩條件。

　　VCO一旦運(yùn)行，檢驗(yàn)其是否在連接到預(yù)定標(biāo)器上時(shí)還能在希望的頻率范圍內(nèi)不斷振蕩就非常重要。圖4表明在由VCO驅(qū)動(dòng)時(shí)相對于調(diào)諧電壓的預(yù)定標(biāo)器的輸出。

　　檢驗(yàn)VCO/預(yù)定標(biāo)器組合在溫度和制造流程變化的情況下的工作狀況。為執(zhí)行這些模擬，您需要一個(gè)工具，簡便地解算VCO和預(yù)定標(biāo)器相對于掃描參數(shù)的運(yùn)行情況。頻域模擬器(在解算預(yù)定標(biāo)器時(shí)給定生成瞬變的初始推測)特別適合這類掃描模擬，您希望獲得電路相對于某個(gè)參數(shù)的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。這是因?yàn)樵谶\(yùn)行參數(shù)掃描時(shí)，頻域模擬器對掃描參數(shù)值n-1使用電路的解算結(jié)果，作為使用掃描參數(shù)值n解算電路的初始推測。只要電路的響應(yīng)相對于掃描參數(shù)變化得不是太快，那么可以迅速簡便地找到解算結(jié)果。

對混頻器設(shè)計(jì)應(yīng)用頻域模擬

　　在直接轉(zhuǎn)換系統(tǒng)中，混頻器通常用來把信號(hào)從RF轉(zhuǎn)換到基帶(在接收機(jī)中)或從基帶轉(zhuǎn)換到RF (在發(fā)射機(jī)中)?？梢詮妮斎牒洼敵鲂盘?hào)的穩(wěn)態(tài)頻域頻譜中，直接計(jì)算出混頻器技術(shù)數(shù)據(jù)，如變頻增益和IP3 (三階截獲點(diǎn))。如果使用純時(shí)域模擬器(如 SPICE)，那么輸出頻率與輸入頻率之比越大(這個(gè)比率對直接轉(zhuǎn)換系統(tǒng)會(huì)特別大，因?yàn)榛鶐Э拷麯C)，要求的模擬時(shí)間越長。這是因?yàn)樵谑褂脮r(shí)域模擬器時(shí)，必須使用足夠小的時(shí)間步進(jìn)，對RF及其諧波取樣，并使用足夠長的結(jié)束時(shí)間，捕獲整個(gè)周期中頻率最低的信號(hào)。頻域模擬器沒有這個(gè)頻率比問題，因?yàn)橐蟮哪M時(shí)間不依賴信號(hào)的頻率。

　　在檢定混頻器及設(shè)計(jì)中的其它模塊以及優(yōu)化性能時(shí)，最好能夠掃描和優(yōu)化參數(shù)。通過頻域模擬，可以相對于任意掃描參數(shù)繪制想改善的性能特性圖，也可以直接進(jìn)行優(yōu)化。例如，您很容易會(huì)看到相對于LO驅(qū)動(dòng)幅度的電壓轉(zhuǎn)換增益，并確定預(yù)定標(biāo)器的輸出需要有多大。您可以很容易看到相對于輸入信號(hào)幅度的變頻增益，表明在壓縮變得不能接受前基帶信號(hào)可以有多大。圖5說明了在掃描器件之一的選通寬度(其決定著偏置電流)上電壓轉(zhuǎn)換增益與三階截獲點(diǎn)之間的折衷。

　　通過這些參數(shù)掃描，設(shè)計(jì)人員應(yīng)大體了解哪些參數(shù)對電壓增益及三階截獲的影響最大。但是，如果可以迅速執(zhí)行這些參數(shù)掃描(在本例中，掃描4個(gè)不同值的FET寬度及計(jì)算轉(zhuǎn)換增益和IP3只需75秒)，那么可以簡便地確定哪些參數(shù)有影響，哪些參數(shù)沒有影響。

　　優(yōu)化允許在試圖改善不同的性能特性時(shí)同時(shí)改變多個(gè)參數(shù)。在本例中，我們改變了幾個(gè)不同的器件的FET寬度，使變頻增益和IP3同時(shí)達(dá)到最大。為測試優(yōu)化器的強(qiáng)健程度，人為設(shè)置初始參數(shù)值，提供較差的性能。在不到25分鐘的時(shí)間內(nèi)，優(yōu)化器使IP3點(diǎn)改善了大約14 dB，使電壓轉(zhuǎn)換增益改善了3 dB以上。

對WLAN信號(hào)失真進(jìn)行模擬

　　在傳統(tǒng)上，人們一直使用正弦波來檢定和規(guī)定混頻器和其它模塊的指標(biāo)。但是，在處理復(fù)雜的被調(diào)制信號(hào)時(shí)，正弦曲線技術(shù)數(shù)據(jù)(一般是增益壓縮和IP3)可能并不能精確預(yù)測每個(gè)模塊將引入的性能劣化。執(zhí)行這些模擬要求：
　　● 數(shù)字處理功能，生成信號(hào)；
　　●能夠把其轉(zhuǎn)換成晶體管級(jí)模擬器能夠處理的隨時(shí)間變化的信號(hào)；
　　● 頻域和時(shí)域混合模擬器，有效處理高頻RF信號(hào)及變化速度相對較低的調(diào)制信號(hào)；
　　●能夠迅速檢定電路行為，建立模擬效率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于晶體管級(jí)電路的模型；
　　● 編制好的模板，顯示EVM、頻譜、峰值和均值功率、星座圖等結(jié)果。

　　模擬WLAN信號(hào)使用的工具基于UC Berkeley提供的Ptolemy模擬器 (數(shù)字處理)、協(xié)同模擬(同時(shí)進(jìn)行數(shù)字處理和晶體管級(jí)或行為級(jí)模擬)、電路包絡(luò)(用于混合頻域和時(shí)域模擬)、自動(dòng)檢驗(yàn)建模(用來從自動(dòng)掃描功率頻域模擬中快速生成模型)及數(shù)據(jù)顯示。這些工具相結(jié)合，構(gòu)成了“無線測試臺(tái)”，因此您不必精通所有底層工具和技術(shù)，就可以獲得有用的結(jié)果。圖6顯示了混頻器的輸出頻譜，它滿足了WLAN頻譜模板要求。

對基帶鏈路應(yīng)用頻域和WTB模擬

　　基帶模擬電路在傳統(tǒng)上一直是使用時(shí)域模擬器模擬的，如SPICE。但沒有任何理由不能對其應(yīng)用頻域模擬。還可以在基帶電路上在頻域中運(yùn)行相同類型的增益和IP3 模擬，但在沒有頻率轉(zhuǎn)換時(shí)除外。

　　我們試圖檢定基帶鏈路(Gm-C 濾波器（參考文獻(xiàn)1）和可變增益放大器)的非線性度。但是，由于濾波器結(jié)構(gòu)，它沒有傳統(tǒng)的三階非線性度(IP3點(diǎn))?？梢詮碾p音掃描幅度模擬及得到的基礎(chǔ)和三階互調(diào)失真音調(diào)隨輸入信號(hào)幅度變化圖中看出這一點(diǎn)，如圖7所示。

　　互調(diào)失真音調(diào)沒有以3:1的斜率提高，表明不能計(jì)算IP3點(diǎn)。在這種情況下，最好使用無線測試臺(tái)模擬，查看基帶鏈路使基帶信號(hào)失真的程度。使用這種方法表明，基帶鏈路引入的EVM與濾波器的帶寬強(qiáng)烈相關(guān)，如果只是太窄的幾MHz，EVM會(huì)迅速劣化到不能接受的水平(從15%到25 %)。

模擬功放器

　　在此設(shè)計(jì)中，功放器與收發(fā)機(jī)其余部分集成起來，用于輸出功率相對較低的WLAN (802.11b)應(yīng)用。

　　參數(shù)掃描和快速頻域模擬可以對有源器件進(jìn)行高效的負(fù)荷拉動(dòng)模擬和源拉動(dòng)模擬，其應(yīng)該表明最優(yōu)的負(fù)荷拉動(dòng)阻抗和源拉動(dòng)阻抗(并在需要時(shí)表明諧波阻抗)，以使傳送的功率和/或功率加效率達(dá)到最大。圖8表明了功放器輸出級(jí)中使用的其中一個(gè)FET的負(fù)荷拉動(dòng)模擬結(jié)果。

　　一旦知道了最優(yōu)阻抗，實(shí)現(xiàn)最優(yōu)阻抗最可能要求的是螺旋電感器。如前所述，平面螺旋結(jié)構(gòu)的電磁模擬會(huì)產(chǎn)生在頻域中可以非常高效地模擬的、異常精確的模型。3dB增益壓縮點(diǎn)以上的單音調(diào)掃描功率模擬只需大約5秒的時(shí)間。IP3點(diǎn)的雙音調(diào)掃描功率模擬只需要大約30秒的時(shí)間。

　　下一步是創(chuàng)建放大器的提取視圖，它使用Cadence AssuraRF，包括250,000多個(gè)寄生單元 (包括754個(gè)非線性單元)。在使用上面的諧波平衡頻域模擬器時(shí)，在1.5 dB增益壓縮點(diǎn)以上對這個(gè)提取視圖進(jìn)行單音調(diào)功率掃描模擬需要大約2小時(shí)38分鐘的時(shí)間，表明諧波平衡能夠處理非常大的電路。圖9說明了提取視圖模擬結(jié)果。

　　我們在放大器上進(jìn)行了無線測試臺(tái)模擬(要求大約40秒) ，而不是提取視圖，確定可以提供的最大輸入功率，同時(shí)仍滿足輸出頻譜模板要求。

模擬整個(gè)發(fā)射機(jī)

　　最終測試是為了檢驗(yàn)整個(gè)發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)的性能，這里介紹的測試使用了在晶體管級(jí)建模的所有模塊。

　　第一個(gè)模擬是在I和Q基帶鏈路上的輸入上低速掃描基帶I和Q信號(hào)幅度。在理想條件下，PA輸出上的信號(hào)幅度應(yīng)線性追蹤I和Q輸入組合創(chuàng)建的矢量幅度。任何幅度線性偏差及輸出信號(hào)的任何相位變化都是失真?？梢栽诎l(fā)射機(jī)不同位置檢查電壓增益及相位變化，查看失真是在哪兒引入的。也可以確知基帶信號(hào)幅度低于輸出相位和幅度失真變得不可接受得大時(shí)的水平。這個(gè)模擬的規(guī)模很大，示意圖中有近3500個(gè)器件，其中1500多個(gè)器件是非線性的，但在6分鐘零8秒一次性模擬以建立初始推測之后，它只需要8分鐘零20秒的時(shí)間。圖10顯示了模擬結(jié)果，表明如果從基帶I和Q信號(hào)中提供的矢量幅度小于約0.25，那么增益壓縮和相位誤差要相當(dāng)小。

　　還可以同時(shí)掃描I和Q基帶信號(hào)的幅度和相位，以便放大器輸出信號(hào)得到的幅度和相位清除螺旋。圖11顯示了基帶輸入信號(hào)，左邊是基帶鏈輸出上的螺旋(標(biāo)有 “IF”，但其沒有進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換)，右邊是功放器輸出上的螺旋。注意，螺旋已經(jīng)顯示在作出任何RF處理前進(jìn)行壓縮。這為測試多個(gè)基帶I和Q組合與RF輸出信號(hào)的對映情況提供了一條快速途徑。要求的模擬時(shí)間隨著創(chuàng)建的螺旋的分辨率變化，但圖12所示的粗螺旋只要求大約10分鐘的時(shí)間。

　　我們進(jìn)行雙邊帶調(diào)制測試，其中I和Q輸入信號(hào)都是1 MHz的同相正弦曲線。VCO設(shè)成接近5 GHz，提供接近2.5 GHz的LO。因此，PA的輸出有雙邊帶頻譜，其中心是LO頻率?？梢話呙杌鶐д仪€的幅度，顯示互調(diào)失真相應(yīng)提高。這一模擬要求1小時(shí)19分鐘，略長于上面介紹的比較簡單的調(diào)制精度測試。模擬結(jié)果如圖13所示。

　　作為晶體管級(jí)發(fā)射機(jī)的最終測試，我們使用Ptolemy生成時(shí)域基帶I和Q WLAN信號(hào)。這些信號(hào)從數(shù)據(jù)集讀入發(fā)射機(jī)模擬，用來驅(qū)動(dòng)I和Q 基帶鏈路。這一模擬對666個(gè)符號(hào)要求接近10小時(shí)的時(shí)間。盡管這一時(shí)間很長，但它可以在晚上完成。從這里，我們可以看到輸出軌道圖、功率及是否滿足頻譜模板，如圖14所示。

參考文獻(xiàn)：
Y.P. Tsividis和J.O. Voorman, “集成式連續(xù)時(shí)間濾波器, 原理, 設(shè)計(jì)和應(yīng)用,” IEEE Press, 1993。