PA-Switch系列集成控制器在小功率DC-DC變換器中的應(yīng)用（二）

選取DPA-Switch的第一個標(biāo)準(zhǔn)是峰值電流承受能力。根據(jù)變壓器的匝比以及輸出電感中的峰值電流，可以估算出變壓器初級繞組中峰值電流的大小，此時可暫不考慮變壓器磁化電流的影響?？紤]裕量，所選DPA-Switch的電流額定值應(yīng)比變壓器初級繞組峰值電流估算值高10％。

選取DPA-Switch的第二個標(biāo)準(zhǔn)是功耗大小。如果不采用同步整流，DPA-Switch的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的25%左右。如果所選的DPA-Switch功耗過大，可以考慮選用高一等級的DPA-Switch。

當(dāng)輸入電壓較低時，阻性壓降在功耗中起主要作用，由于大的DPA-Switch的RDS(ON)較低，因此其損耗也低，系統(tǒng)效率得以提高。但是，當(dāng)輸入電壓較高時，由于DPA-Switch中RMS電流下降，而漏極電容上的損耗增加，此時RDS(ON)的降低對系統(tǒng)效率的影響很小。

5.3.6 箝位電路

為了防止DPA-Switch的漏極過壓，需要加入箝位電路。圖20中采用的箝位電路比較簡單，即在DPA-Switch的漏極和源極之間加入了一只150V齊納二極管，同時在變壓器初級側(cè)還跨接有一只箝位電容。在連續(xù)工作狀態(tài)下，齊納二極管不起作用，但在啟動、負(fù)載瞬變以及過載過程中，該二極管將對DPA-Switch的漏極提供箝位保護。

變換器正常連續(xù)工作時，跨接在初級繞組上的箝位電容通過吸收漏感上的能量使漏－源電壓低于齊納二極管的擊穿電壓。箝位電容的大小由漏感和峰值電流的大小決定。該電容的取值應(yīng)能保證漏感中的能量在下一個工作周期內(nèi)大部分得到恢復(fù)。電容容量過小將導(dǎo)致齊納二極管導(dǎo)通，而齊納二極管上的功耗將影響系統(tǒng)的效率。電容容量過大將增大DPA-Switch的開通損耗，同樣將導(dǎo)致系統(tǒng)效率的下降，而且還會對變壓器的復(fù)位產(chǎn)生影響。根據(jù)經(jīng)驗，如果變換器的功率在10W－40W，則該電容的取值范圍應(yīng)在10pF至100pF之間。

5.3.7 變壓器復(fù)位電路

為了防止變壓器飽和，在每個開關(guān)周期內(nèi)，變壓器磁化電感中的磁通必須復(fù)位以維持伏秒積的平衡。變壓器中儲存的寄生能量以磁化電流的形式表現(xiàn)出來。變壓器飽和相當(dāng)于短路，必須依靠外部電路將磁化電感中的能量在變壓器飽和之前轉(zhuǎn)移走。變壓器復(fù)位電路要求DPA-Switch的漏壓高于輸入電壓。設(shè)計過程中，必須保證變壓器復(fù)位電路不會加重DPA-Switch漏極電壓的應(yīng)力。

圖23所示為實際電路中的變壓器復(fù)位電路，在每個開關(guān)周期結(jié)束的時候，變壓器中的磁通將被復(fù)位。該電路的核心元件是跨接在輸出整流二極管上的串聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)DPA-Switch關(guān)斷時，磁化電感中的電流通過變壓器次級對電容CS進行充電。一方面，CS必須足夠小以保證在磁化電流在最短的時間內(nèi)歸零。而另一方面，CS又必須足夠大以保證漏－源電壓在正常工作狀態(tài)下低于齊納二極管的箝位電壓。RS的大小一般在1－5歐姆之間。

5.3.8 輸出電容

輸出電感中的紋波電流在輸出電容上產(chǎn)生電壓紋波。紋波電壓一部分由電容內(nèi)部的電流造成，另一部分則由電容的串聯(lián)等效電阻產(chǎn)生。通常大部分的紋波電壓都源自串聯(lián)等效電阻，因此輸出電容的容量要盡可能的大，而其串聯(lián)等效電阻則應(yīng)盡可能的低。與電感中的紋波電流類似，電容串聯(lián)等效電阻上的紋波電壓也是三角波。

在DC－DC變換器中，輸出電容一般都選用固態(tài)鉭電容，這是由于在變換器工作頻率下，固態(tài)鉭電容的串聯(lián)等效電阻值和阻抗都較低。在反饋環(huán)路設(shè)計中，也需要考慮串聯(lián)等效電阻的問題，因此串聯(lián)等效電阻值的大小一定要合適。另外，需要注意的是，超出特定的溫度范圍后，串聯(lián)等效電阻值將發(fā)生顯著變化，進而輸出紋波和反饋環(huán)路的穩(wěn)定性都會受到影響，因此需要對變換器樣機的極限溫度參數(shù)進行測試，以保證串聯(lián)等效電阻值保持相對穩(wěn)定。

輸出電容的額定電壓值至少應(yīng)比最大工作電壓高出25％，降額因子為80％。例如，對于一個輸出電壓為5V的變換器，輸出電容的額定電壓值可取為6.3V或10V。電容的額定電壓值越低，其體積越小，但其故障率會高一些。

5.3.9 反饋環(huán)路

反饋環(huán)路有三個重要的參數(shù)：截止頻率、相位裕量和增益裕量。截止頻率主要用來衡量系統(tǒng)的帶寬。相位裕量在任何時候都不能低于45度，低于該值，系統(tǒng)將變得不穩(wěn)定。另外，相位裕量還與系統(tǒng)的動態(tài)特性有關(guān)。相位裕量過低，系統(tǒng)的動態(tài)特性將變差。增益裕量的大小在6dB-10dB之間比較合適。

高頻正激DC－DC變換器的頻帶寬度較大，不宜穩(wěn)定，設(shè)計時大多采用逐周電流模式控制。DPA-Switch仍采用傳統(tǒng)的電壓模式控制，無需斜坡補償，在占空比超過50%時仍能正常工作并保持穩(wěn)定。如果變換器中含有光耦，則控制環(huán)路的截止頻率應(yīng)限制在10KHz。圖24所示為采用TL431控制的反饋環(huán)路。

由輸出電感和輸出電容構(gòu)成輸出濾波器，其諧振頻率的選取不應(yīng)對反饋環(huán)路的設(shè)計造成影響，推薦取值范圍在4KHz－6KHz之間。

與DPA-Switch的Control引腳相連的R4和C6一起構(gòu)成了反饋環(huán)路的補償網(wǎng)絡(luò)。C6的取值范圍應(yīng)在47μF－100μF之間。

使用TL431的目的是在低頻條件下獲取較高的環(huán)路增益，而在高頻條件下，光耦能夠提供足夠的增益。