小功率光伏并網(wǎng)逆變器控制的設計

2.3 輸出功率優(yōu)化控制方案

在靜態(tài)情況下，當并網(wǎng)逆變器與太陽能電池相連時，并網(wǎng)逆變器可等效為太陽能電池的負載電阻。當光強λ和溫度T變化時，太陽能電池輸出的端電壓將會隨之發(fā)生變化。為了有效地利用太陽能，應使太陽能電池的輸出始終處于適當?shù)墓ぷ鼽c。因此，控制方案要求當太陽能電池的電壓升高時，可以增大它的輸出功率；反之就降低它的輸出功率。

DSP的控制方案如圖6所示，參考電壓和太陽能電池的實際電壓相比較后，其誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，將得到的電流指令（直流量）I_REF與R_OM里的正弦表值相乘，就得到交變的輸出電流指令i_ref，再將它與實際的輸出電流值比較后，其誤差經(jīng)過比例（P）環(huán)節(jié)，將所得到的指令取反，與采集到的交流側電壓U_s相加后，所得到的波形再與三角波比較，就產(chǎn)生4路PWM調(diào)制信號（三角波的頻率為20kHz）。

圖6 DSP的控制方案

2.4 交流側電壓U_s的檢測

將同步變壓器副邊的同步信號，濾波、整流，就可以得到比較穩(wěn)定的直流電，將其送到DSP的A/D轉(zhuǎn)換口。由于最后得到的直流電壓與電網(wǎng)電壓有一個比較穩(wěn)定的關系，因此，就比較容易換算Us的值了。

由于涉及到共地的問題，因此，采用了運算放大器的全波精密整流電路，如圖7所示。

圖7 U_s的整流電路

2.5 電流指令的同步

并網(wǎng)時要求逆變器輸出的正弦波電流與電網(wǎng)電壓同頻、同相。首先，將電網(wǎng)電壓信號經(jīng)過濾波整形為同步方波信號，再將其輸入到TMS320F240的外部中斷口XINT1，目的是為了捕捉電網(wǎng)電壓的過零信號。如圖8所示，電網(wǎng)電壓正弦波，經(jīng)過整形后就得到了方波。

當DSP檢測到過零信號的上跳沿時，便觸發(fā)同步中斷，以此時間點作為基準給定正弦波信號時間起點，也就是正弦表指針復位到零；每當T1下溢中斷（PWM實時控制）時，正弦表指針便加1，并從正弦表中取值。一個周期的單位正弦波數(shù)據(jù)被分成了400個點采用表的形式存放在存儲器中。由于同步信號比較容易受到諧波和尖峰電壓的干擾，因此在進入同步中斷后可以先做一個延時，判斷外部中斷腳XINT1是否仍然是高電平，如果是高電平，就執(zhí)行中斷程序，否則就從中斷程序跳出。

從圖6的控制方案可看出，I_REF與正弦表中數(shù)據(jù)相乘后，便形成了幅值可調(diào)的正弦波的電流給定信號，然后，再實時比較電流給定值，經(jīng)過P環(huán)節(jié)后，所得信號反相后，與采集到的交流側電網(wǎng)電壓信號U_s相加，所得波形與三角波比較，就產(chǎn)生了PWM波，控制橋臂的通斷?？傊敵鲭娏骱碗娋W(wǎng)電壓的同頻、同相的要求是通過電流跟蹤控制實現(xiàn)的。

2.6 PWM脈寬調(diào)制波的產(chǎn)生

PWM波的產(chǎn)生是通過TMS320F240的全比較單元輸出的，頻率為20kHz。從圖6可知，調(diào)制脈沖的產(chǎn)生是通過將電流指令值與實際電流值比較后，經(jīng)過P環(huán)節(jié)，所得到的波形與三角波（頻率為20kHz）比較后獲得的。因此MOS管Q₃、Q₄、Q₅、Q₆（見圖2）脈沖的產(chǎn)生時刻可以從圖8得出，參照正弦波與三角波調(diào)制，兩者相交決定了PWM的脈沖時刻。實際由采樣的波形（實際上是階梯波）與三角波相交，由交點得出脈沖寬度。本系統(tǒng)是在三角波的底點位置對波形進行采樣而形成的階梯波。此階梯波與三角波的交點所確定的脈寬在一個采樣周期內(nèi)的位置是對稱的，如圖9所示。

圖8 同步信號波形

圖9 正弦脈寬調(diào)制波形

圖9（a）正弦波B與三角波的交點決定了Q₃的導通時刻；正弦波A與三角波的交點決定了Q₅的導通時刻。

圖9（b）為Q₃的脈沖示意圖，同一橋臂上Q₃與Q₄的脈沖是互補的。

圖9（c）為Q₅的脈沖示意圖，同一橋臂上Q₅與Q₆的脈沖是互補的。