直接調(diào)制應(yīng)用中的混合分?jǐn)?shù)N階合成器

整數(shù)N階合成器

圖1 整數(shù)N階合成器

圖1是一個(gè)整數(shù)N階合成器方框圖。顧名思義，該系統(tǒng)中，內(nèi)部參考頻率（FREF）以整數(shù)信加以轉(zhuǎn)換。在圖1中，F(xiàn)REF由位于模擬鑒相器前的晶體振蕩器經(jīng)分頻后產(chǎn)生。模擬鑒相器比較兩個(gè)輸入，即FREF和整數(shù)N階分頻器的輸出，后者為壓控振蕩器（VCO）的分頻輸出。鑒相器調(diào)整到VCO的電壓，直到兩個(gè)輸入信號(hào)相位相等或相位鎖定。
為生成一個(gè)預(yù)期的VCO頻率，整數(shù)N階分頻器將VCO頻率除以整數(shù)N。為產(chǎn)生一個(gè)步進(jìn)值為1MHz、輸出頻率為1000MHz的信號(hào)，F(xiàn)REF取值1MHz，（FREF等于整數(shù)N階合成器中的步進(jìn)值），N取值1000。當(dāng)步進(jìn)值較大時(shí)，系統(tǒng)工作良好，但當(dāng)需要較小的步進(jìn)值時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生相位噪聲。
上述問題是由系統(tǒng)將電荷泵的相位噪聲放大20Log(N)所引起的。N=1000會(huì)產(chǎn)生60dB的加性相位噪聲。為獲得較小的步進(jìn)值， 參考分頻器必須將晶振頻率除以一個(gè)很大的數(shù)才能產(chǎn)生較小的FREF值。所以，增加N值獲得較小的步進(jìn)值，會(huì)造成相位噪聲的增大。
環(huán)路濾波器帶寬必須大大小于FREF。這要求在小步進(jìn)值應(yīng)用中，帶寬必須比較小。使問題復(fù)雜化的另一個(gè)噪聲源是由VCO。環(huán)路濾波器衰減那些頻率低于環(huán)路帶寬的VCO噪聲，為保持VCO低噪聲，需要較大的環(huán)路帶寬。

分?jǐn)?shù)N階合成器

圖2 分?jǐn)?shù)N階合成器

在較小的步進(jìn)值應(yīng)用場(chǎng)合中，用分?jǐn)?shù)N階分頻器取代整數(shù)N階分頻器，分?jǐn)?shù)N階合成器改善了整數(shù)N階設(shè)計(jì)（見圖2）。分?jǐn)?shù)N階分頻器使用非整數(shù)N分頻VCO頻率，一般可高達(dá)1/16。因此，合成器的步進(jìn)值可以為FREF的1/16。
為獲得1MHz的步進(jìn)值，我們可以取FREF為16MHz。通過除以因子16使N減小，利用20Log(N)，相位噪聲改進(jìn)了24dB。此外，如果我們?nèi)匀REF為1MHz，則步進(jìn)值降為62.5kHz。
上述優(yōu)點(diǎn)付出的代價(jià)是分?jǐn)?shù)N階分頻器引起的雜散響應(yīng)，其根源在于分?jǐn)?shù)N階分頻器的累加器中的RMS延時(shí)誤差和周期特性。雜散在整個(gè)頻譜范圍內(nèi)每1/16 FREF處重復(fù)出現(xiàn)。
環(huán)路濾波器衰減這些雜散信號(hào)，這可限制環(huán)路帶寬，將雜散信號(hào)降低到可接受的水平。與整數(shù)N階相比，環(huán)路帶寬較大，相位噪聲得到改善，但卻引入了雜散信號(hào)。

△Σ分?jǐn)?shù)N階合成器

圖3 △Σ分?jǐn)?shù)N階合成器

圖4 混合合成器

△Σ分?jǐn)?shù)N階合成器（見圖3）提供了另外一種可以比分?jǐn)?shù)N階獲得更高步進(jìn)值的方法，一個(gè)多比特△Σ調(diào)制器信號(hào)送入整數(shù)N階分頻器?！鳓舱{(diào)制器的輸入是分?jǐn)?shù)分頻比，輸出是一個(gè)平均值等于輸入值的比特流。實(shí)際上，△Σ調(diào)制器的這個(gè)信號(hào)告知整數(shù)N階分頻器，用給定的整數(shù)或別的整數(shù)值分頻，因而導(dǎo)致平均分頻率具有分?jǐn)?shù)階。
△Σ合成器的分差值可以為20比特或更高。例如，采用20比特△Σ調(diào)制器，可將步進(jìn)值提高到FREF/220。如果FREF為16MHz，則步進(jìn)值為15Hz。與整數(shù)N階和分?jǐn)?shù)N階方法相比，這個(gè)值有巨大改善。而且它還可以進(jìn)一步改善，只需向△Σ調(diào)制器送入另外的比特即可。這樣做的另外一個(gè)好處是，F(xiàn)REF仍然可以選擇較大值，N可以選得很小，所以相位噪聲與整數(shù)N階合成器的一樣低。
與分?jǐn)?shù)N階的實(shí)例一樣，相位噪聲和步進(jìn)值的改善是有條件的。由于噪聲整形，△Σ調(diào)制器引入了所謂的量化噪聲，量化噪聲大部分出現(xiàn)在FREF/2的情況下?！鳓舱{(diào)制器引起的功率頻譜噪聲密度可用方程式（1）近似表示，它表示了△Σ調(diào)制器量化噪聲：

其中，
，△表示△Σ調(diào)制器的量化步進(jìn)值，O△Σ為△Σ調(diào)制器的階數(shù)，生成的相位噪聲可用式（2）表示，它表明了由量化噪聲而引起的相位誤差：

該式說明相位誤差的大小由△控制，對(duì)一個(gè)整數(shù)N階分頻器，量化步進(jìn)值為1個(gè)VCO周期，即△=2πrad。所以，減小△值也就是減小相位誤差。
式（2）也說明，高階△Σ調(diào)制器減少了低頻的相位誤差，但卻增加了在FREF/2處的相位誤差。一般來說，環(huán)路帶寬濾波器噪聲在FREF/2處，對(duì)低階調(diào)制器，不需要額外的環(huán)路濾波器元件。在該方法中，仍然要求較窄的環(huán)路帶寬，以保證濾除由量化噪聲引起的相位誤差。
△Σ分?jǐn)?shù)N階合成器在系統(tǒng)級(jí)的優(yōu)越之處在于，△Σ調(diào)制器是直接調(diào)制技術(shù)中的理想情況。這一技術(shù)去掉了發(fā)射機(jī)整個(gè)上變頻部分。然而，在濾除量化噪聲方面，由于ISI影響，相對(duì)窄的環(huán)路帶寬使直接調(diào)制僅用于低速數(shù)據(jù)率，高階調(diào)制器允許使用大環(huán)路帶寬和高數(shù)據(jù)速率。然而，這需要在FREF/2處增加濾波（見式（2））。這些額外部分增加了成本，同時(shí)為保持溫度變化和工作過程中的穩(wěn)定性，要增加復(fù)雜性。這種復(fù)雜性常常限制了對(duì)高階△Σ調(diào)制器的使用。
改善△Σ合成器的一種方法是降低量化噪聲。這種方法允許使用高階△Σ調(diào)制器來增加環(huán)路帶寬而不需額外濾波，這樣，當(dāng)使用直接調(diào)制時(shí)，可以提高數(shù)據(jù)速率。

混合合成器
提高△Σ合成器的性能可通過利用分?jǐn)?shù)N階和△Σ分?jǐn)?shù)N階技術(shù)構(gòu)成一個(gè)混合合成器來完成，如圖4所示。設(shè)計(jì)中，我們用分?jǐn)?shù)N階合成器中的分?jǐn)?shù)N階分頻器代替△Σ合成器中的整數(shù)N階分頻器，同時(shí)利用其它技術(shù)將二者融合在一起。
與△Σ合成器相比，混合合成器的主要優(yōu)點(diǎn)在于，△Σ調(diào)制器的量化步進(jìn)值降低為VCO周期的一部分。例如，我們使用一個(gè)16相分?jǐn)?shù)N階分頻器來提供1/16 VCO周期的步階值，在式（2）中的量化步進(jìn)值從△=2π rad降為△=π/8 rad。這使得量化噪聲在所有頻率上降低20log(16)或24dB.
由于在FREF/2處較低的量化噪聲，我們現(xiàn)在可以使用高階△Σ調(diào)制器和大的環(huán)路帶寬。在很高的數(shù)據(jù)速率時(shí)也能使用直接調(diào)制。
如前所述，使用分?jǐn)?shù)N階分頻器會(huì)在合成器輸出端產(chǎn)生雜散響應(yīng)，用該方法可以成功地解決這一問題。它表明，可以使用偽隨機(jī)△Σ調(diào)制器取代在分?jǐn)?shù)N階分頻器中的周期累加器。這使得RMS延時(shí)誤差在覆蓋FREF的整個(gè)帶寬內(nèi)擴(kuò)散開來，因此將雜散信號(hào)轉(zhuǎn)變成為偽隨機(jī)噪聲而非系列聲音。白化延時(shí)誤差預(yù)期值為10log（FREF）。例如，當(dāng)FREF=16MHz時(shí)，-50dBc的雜散值為-122dbc/Hz。與合成器中的其它噪聲相比，它可以忽略不計(jì)。

結(jié)語
本文表明，當(dāng)要求很小的步進(jìn)值時(shí)，混合△Σ合成器能比其余合成器提供更低的相位噪聲和更大的環(huán)路帶寬。利用一個(gè)不需附加外部元件的標(biāo)準(zhǔn)PLL環(huán)路濾波器就可實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。該合成器同樣支持用于高數(shù)據(jù)速率的直接調(diào)制發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)，極大地降低了未來無線設(shè)計(jì)的成本。（李耀民譯）