分布式發(fā)電用單相中小功率并網逆變器的研制

摘 要：提出了一種基于美國TI公司TMS320LF240 DSP芯片的直接并網逆變器的實現方案。該并網逆變器采用了基于空間矢量圖計算的倍頻式SPWM控制策略，硬件和軟件設計簡單可靠，特別適用于中小功率分布式發(fā)電的場合。實驗波形和分析證明了該套方案的有效性和穩(wěn)定性。
關鍵詞：分布式發(fā)電；并網逆變器；空間矢量圖；倍頻式SPWM

0 引言
當今社會，能源已成為制約世界經濟發(fā)展的關鍵問題之一。解決能源問題的根本辦法是開發(fā)利用環(huán)保型的新型可再生能源，如太陽能發(fā)電、燃料電池發(fā)電等。歐洲、美國在這方面已經相繼走在了世界的前列，如德國萊比錫市已建成世界上功率最大的太陽能發(fā)電站并正式并網發(fā)電。

分布式發(fā)電的研究成果進一步為太陽能等新型能源的利用帶來了新的概念。分布式發(fā)電可以簡單理解為一種單臺中小功率、大規(guī)模的發(fā)電方式。例如最近討論熱烈的“屋頂計劃”――每家每戶都利用屋頂太陽能板，成為獨立的發(fā)電個體，再通過數量形成規(guī)模效應。

而分布式發(fā)電需要有一種能將能量反饋到電網的電力電子接口裝置，我們通常稱之為并網逆變器。由于該逆變器在整套設備中具有關鍵作用，如何提高其性能以滿足能量傳輸和電能質量的要求已成為近年的研究熱點。

本文介紹了一種基于電壓矢量圖計算的倍頻式電壓型單相并網逆變器，通過DSP控制系統(tǒng)實現了間接電流控制，保證了單位功率因數。具有控制簡單，穩(wěn)定性好，電網諧波污染小等優(yōu)點，特別適用于中小功率的分布式并網發(fā)電的應用場合。

1 主電路結構
根據采用隔離變壓器的類型，并網逆變可分為低頻環(huán)節(jié)并網逆變、高頻環(huán)節(jié)并網逆變以及非隔離型并網逆變[3]。低頻環(huán)節(jié)并網逆變器采用工頻變壓器作為與電網的接口，電路結構簡潔、效率較高，但缺點是變壓器體積和重量大、音頻噪音大，并不適合分布式發(fā)電的場合；而非隔離型并網在一些國家禁止使用，因此，本文采用直接掛在電網上運行的高頻環(huán)節(jié)并網逆變器，單相全橋主電路如圖1所示。

圖2為其理想電路模型。

圖1中，Ud為并網逆變器的直流輸入電源。Ud通過高頻鏈DC／AC逆變技術將初級電源(如太陽能電池等)提供的低壓直流電變換為質量較高的高壓交流電。US、UL和UN分別為逆變器輸出電壓、電感L端電壓和電網電壓有效值。電感L除了濾除高頻諧波外，還兼有平衡逆變器和電網之間電壓差的作用。

2 間接電流控制策略分析
作為并網用逆變器，其理想狀態(tài)是輸出功率因數λ=1，即網側電流iN無畸變且與電網電壓UN相位一致，這樣回饋到電網的只有有功功率。根據圖2等效模型，忽略電感電阻和線路電阻所得的電壓矢量圖如圖3所示。

設輸入功率為P，由圖3可知

從而有

另外，輸出電壓滿足

對于SPWM逆變器來說，輸出電壓基波滿足

式中：m為調制比。

可見，當UN和L值一定的情況下，根據所給定的功率P和并網輸出電流，IN，可通過式(2)和式(5)唯一確定US相對于UN的超前角φ和SPWM的調制比m，從而達到控制輸出電壓Us的幅值和相位，并最終調整并網輸出電流iN的目的。此外，在US動態(tài)調整的過程中，為保證單位功率因數，輸出電壓向量的改變值應該使得電感上
的壓降UL始終超前電網電壓并與之正交，如圖3中虛線所示。

由上面分析可知，若取流經L的輸出電流iL為狀態(tài)變量，且考慮到電感和線路等效電阻r，可得該并網逆變器數學模型的Laplace表達式為

當逆變器開關頻率較高時，忽略開關器件和死區(qū)的影響，則逆變器可以近似等效為一個放大環(huán)節(jié)KPWM，從而有間接電流PI閉環(huán)控制框圖如圖4所示。

3 控制系統(tǒng)硬件設計
本實驗設計的高頻并網逆變器系統(tǒng)硬件框圖如圖5所示。

包括TMS320LF240 DSP控制核心、電壓電流檢測、控制與保護、驅動、控制電源以及人機界面5部分。

電壓電流檢測電路與保護電路須與主電路保持隔離。因此，電網電壓的檢測通過工頻采樣變壓器實現；電感電流通過霍爾元件得到。

電網同步信號檢測電路如圖6所示。

降壓變壓器輸出的電網信號經過同步檢測電路后輸出相位和頻率與電網電壓相同的方波信號，最終利用DSP捕捉單元來實現簡單鎖相。DSP中斷程序的軟件濾波進一步保證了檢測的可靠性。

直流電壓檢測電路如圖7所示，

采用線性光耦來達到采樣和隔離的目的，則有

式中：K3為線性光耦TIL300的傳輸增益。

過流保護利用了DSP的不可屏蔽中斷(NMI)功能。圖8所示的過流保護電路將反饋的交流電流信號與參考值進行比較，

若幅值超過了設定范圍，則送中斷信號進入NMI，從而快速封鎖逆變控制脈沖、斷開主電路，并給出相應的故障指示信號。4 軟件設計與實現本文提出的并網逆變器采用單極性倍頻SP．WM的控制方式，如圖9所示。倍頻式SPWM與普通SPWM相比，在保持開關管工作頻率不變的情況下，將輸出電壓U8的工作頻率提高了一倍，大大減少了逆變器輸出的諧波，具有開關損耗小、輸出濾波容易的優(yōu)點，能更好地滿足電網無污染的要求。

波形的生成主要依賴于DSP的通用定時器l以及比較寄存器CMPR1和CMPR2。設三角載波頻率與工頻的比值為240，則在一個工頻周期內，定時器l產生240次下溢中斷。每次中斷后通過查詢正弦表，得到在每個三角波中心時刻所對應的裝載值。設第n次中斷時裝載的值對應正弦表中第p個值，則通過圖9可以推得n和p的關系如下：

n的初始值決定了圖3中超前角度ψ 的大小。因此，我們一方面可以通過在市電過零時刻設定n的初值來調節(jié)ψ值，另一方面還可以通過將比較寄存器的裝載值乘以調制比m，來實現幅值調節(jié)，從而得到需要的輸出電壓Us。

軟件主程序和中斷子程序流程圖如圖10所示。

5 實驗波形與分析
本文分別采用TI公司TMS3201LF240 DSP芯片和三菱電氣公司的QM30TB-2HB型號的IPM功率模塊搭建了試驗用單相并網逆變器的控制電路和主電路，輸出功率為2 kw。直流電壓由外加隔離型AC／DC模塊提供。

交流側濾波電感L取值分析：

在保證圖3所示矢量圖有效的前提下，則有

又由式（1）和式（4）可推導出

因此，在輸入電壓Ud和設定功率p一定的情況下，L取值有個最大值。從平衡電壓的角度考慮，L取值越小越好，可以獲得更高的電流輸出，也可以減少電感制作成本；而從濾波的角度來考慮，L取值應該大一些，有利于正弦輸出。因此，綜合考慮設定電感取值為L=6mL。

圖11為實驗所得波形，

其中圖11(a)為電感兩端端電壓的波形圖；圖11(b)為電網電壓和逆變器輸出并網電流波形(為觀測方便，將并網電流信號反相顯示)。

由實驗結果可知，該分布式發(fā)電用高頻環(huán)節(jié)并網逆變器功率因數 近似于等l，電流畸變小，有較好的并網特性。

6 結語
本文根據分布式發(fā)電的需要設計了一種單相電壓型并網逆變器。該逆變器采用了基于電壓矢量圖分析計算的間接電流控制策略。具有穩(wěn)定性高，單位功率因數和對電網輸出諧波小等優(yōu)點，相信會有良好的市場應用前景。