一種隔離式輸出可調節(jié)的高頻有源功率因數校正器的設計

MOSFET的延遲時間TD1有效地增加了BOOST升壓電感的充電時間。在通常的工作條件下，MOSFET的電壓應力是IGBT的一半。而在升壓變換和短路條件下(例如變換器工作在反激式狀態(tài)時)，就會看到QA的電壓應力高出許多。

在該電路拓撲中，變壓器的設計是很關鍵的。推挽式變壓器應使原邊繞組與副邊繞組之間漏感最小。同樣也應使兩個原邊繞組之間的漏感最小。實際上，如果不采用復雜精細的結構(例如隔層用銅箔屏蔽等)，要實現(xiàn)兩項指標是困難的。在多數情況下，使用平面型變壓器有利于達到這些目標。較高的漏電感效應包含了更高的電壓應力和振鈴，以及更大的功率損耗，它還會損失更多的可用占空比。高電壓電平會難以設計有效的緩沖電路來減小漏感振鈴。

升壓電感器的設計與常規(guī)升壓變換器很相似。然而正如典型應用電路圖所示，經一只二極管接到輸出端的附加繞組，需要在升壓電感器上制作。該繞組具有與變壓器相同的匝數比，當兩只推挽管同時截止時，該繞組為電感器能量提供一個放電路徑。在起動期間當輸出電壓為零時，變換器可產生很高的浪涌電流。當超過設定的門限電平時，則UCC3857的過流保護電路將關閉所有的輸出端。

在實際例子中，升壓電感器的輔助繞組把能量引至輸出端。這是一種優(yōu)先選擇的方法，因為在輸出電壓升高時，會使主開關管不能應付浪涌電流的高電壓。而當輔助繞組把能量傳遞到輸出端時，QA兩端的電壓應力變?yōu)檩斎腚妷杭由戏瓷漭敵鲭妷?，該值高于它的反射輸出電壓的穩(wěn)態(tài)值。

(1)芯片的偏置電源和起動

UCC3857采用美國Unitrode公司的雙極混合工藝BCDMOS制造，它使電源電流具有最小的起動值(典型值60A)和工作電流(典型值3.5mA)。其重要意義是功耗更低，用于IC起動的充電電阻器明顯變小。

(2)振蕩器的調節(jié)

振蕩器(英文：oscillator)是用來產生重復電子訊號(通常是正弦波或方波)的電子元件。其構成的電路叫振蕩電路。能將直流電轉換為具有一定頻率交流電信號輸出的電子電路或裝置。種類很多，按振蕩激勵方式可分為自激振蕩器、他激振蕩器;按電路結構可分為阻容振蕩器、電感電容振蕩器、晶體振蕩器、音叉振蕩器等;按輸出波形可分為正弦波、方波、鋸齒波等振蕩器。廣泛用于電子工業(yè)、醫(yī)療、科學研究等方面。由于器件不可能參數完全一致，因此在上電的瞬間兩個三極管的狀態(tài)就發(fā)生了變化，這個變化由于正反饋的作用越來越強烈，導致到達一個暫穩(wěn)態(tài)。暫穩(wěn)態(tài)期間另一個三極管經電容逐步充電后導通或者截止，狀態(tài)發(fā)生翻轉，到達另一個暫穩(wěn)態(tài)。這樣周而復始形成振蕩。

UCC3857的振蕩器被設計成具有寬斜坡幅度(4.5Vpp)，使它的抗噪聲度更高。CT腳產生鋸齒波形，在CT的放電期間產生一個時鐘脈沖。在放電周期內，該腳對地的內部阻抗是600Ω。根據這一特性，放電時間由831×CT得出。如圖4波形所示，IC內部的時鐘脈沖寬度等于放電時間，并且在IGDRV1與IGDRV2之間設置了最小的死區(qū)時間。時鐘頻率由式(1)給出：

fsw=[1/(1.5RT+831)·CT]≈1/(1.5RTCT) (1)

式中IGDRV1和IGDRV2輸出信號的開關頻率是時鐘的1/2,而輔助管MOSDRV的開關頻率與時鐘頻率相同。

(3)基準參考信號IMULT的產生

像UC3854系列那樣，UCC3857也有一個模擬計數單元ACU,它產生一個基準參考電流信號加到電流誤差放大器，輸入ACU的信號與瞬間電網電壓值成比例，并與輸入電壓有效值(RMS)和電壓誤差放大器的輸出成比例。不同于先前的RMS電壓檢測工藝技術。UCC3857在工藝中采用了一種專利來簡化RMS電壓的產生，并消除了由以前工藝引起的性能退化。

如圖5所示，采用這項新工藝，需要外部雙極點濾波器來消除產生VRMS的問題。在半個周期中，用替代IAC電流的鏡像值對外部電容器CRMS進行充電。電容器CRMS上的電壓被積分成正弦波形，并由式(2)給出。在半個周期末尾，CRMS電壓維持不變，并轉換成一個6bit數字代碼，以便在ACU中進一步處理。在下半個周期里CRMS則放電，并標出積分。

這種方法的優(yōu)點是：在VRMS電壓信號上的二次諧波脈動，實際上被消除了。這樣的二次諧波脈動，是不可能用限制常規(guī)雙極點濾波器的擺動來避免的，它在輸入電流信號中會引起三次諧波失真。對于輸入端電網變化的動態(tài)響應，也可以改進成一個新的VRMS信號，它每個周期都出現(xiàn)。

VCRMS=[(IAC(pk)/2ωCCRMS](1-cosωt)

VCRMS(pk)=1AC(pk)/ω·CCRMS) (2a)

在正常工作時，IAC(pk)在峰值電網電壓時應選擇為100A.對于峰值為265VAC的通用輸入電壓值，這就意味著RAC=3.6MΩ。

在對高頻噪聲濾波時，IC的噪聲靈敏度需要小容量的旁路電容器，該電容器的數值應限制在最大為220nF.在低電網電壓峰值時(80VAC)，VCRMS值應近似為1.0V,以盡量減小任何數字化誤差。在高電網電壓時VCRMS的峰值為3.5V.電網頻率在60Hz時要求CRMS的數值可由公式(2)算出為75nF.

乘法器輸出電流由式(3)給出，

IMULT=[(VVAO-0.5)·IAC·K]/V 2CRMS (3)

式中K=0.33.

乘法器的峰值電流被限制在200A,且IAC和VCRMS的選用值應保證電流在該范圍內。對乘法器的另一個限制是：IMULT不能超過兩倍的IAC電流值，并限制VCRMS電壓為最小值。

RMS電壓前饋的不連續(xù)性，意味著存在輸入電壓變化的工作區(qū)域，但饋送到乘法器的VRMS值并未發(fā)生變化。由于電壓誤差放大器補償了這一變化，使它的輸出能維持所需的乘法器輸出電流。當ACD的輸出變化時，則在誤差放大器的輸出中存在一個躍變。它對總的變換器沖擊極小。

對RMS電壓方案的另一個關鍵考慮是：依靠IAC信號的零交叉是有效的。在很輕負載和高電網電壓條件下，如果用一只大的電容器在橋式整流端進行濾波，那么被整流的AC交流分量就不能完全達到零值。當發(fā)生零交叉檢測時，UCC3857的IAC應低于10A.

(4)柵極驅動的考慮

UCC3857中的柵極驅動電路被設計成高速驅動電路。每個驅動電路均由低阻抗的拉出和吸入DMOS輸出級組成。UCC3857為驅動電路提供了分離的電源VD和接地端PGND.這些引腳考慮了驅動器電路具有較好的本機旁路作用。

還可用VD來保證輸出級的SOA限制，使它在驅動高峰值電流時，不違反設計規(guī)范。由于這個原因，當VIN可能升高以應付UVLO需要時，VD則會保持盡可能低些(例如10V)。

(5)電流放大器的設置

電流放大器也叫電壓跟隨器，電壓跟隨器是用一個三極管構成的共集電路，它的電壓增益是一，所以叫做電壓跟隨器。那么電壓跟隨有什么作用呢?共集電路是輸入高阻抗，輸出低阻抗， 這就使得它在電路中可以起到阻抗匹配的作用，能夠使得后一級的放大電路更好的工作。舉一個應用的例子：電吉他的信號輸出屬于高阻，接入錄音設備或者音箱 時，在音色處理電路之前加入這個電壓跟隨器，會使得阻抗配匹，音色更加完美。很多電吉他效果器的輸入部分設計都用到了這個電路。電壓跟隨器是共集電極電路，信號從基極輸入，射極輸出，故又稱射極輸出器?；鶚O電壓與集電極電壓相位相同，即輸入電壓與輸出電壓同相。電路的特點是：高輸入電阻、低輸出電阻、電壓增益近似為1,因此它可以完成上述功能。

一旦通過選擇VRMS的范圍來設置乘法器，就能著手設計電流放大器。乘法器的最大輸出是在低電網電壓和滿載條件時。電感器的峰值電流也出現(xiàn)在相同的引腳。乘法器的端接電阻器可由式(4)來確定：

RMULT=[(IL-pk·RSENSE)/(IMULT-Pk) (4)

為了確保工作穩(wěn)定，電流環(huán)的交迭頻率應限制在大約是變換器開關頻率的1/3.

(6)后沿的延遲

見圖4波形，修改的隔離式升壓變換器(BOOST)，需要兩個主開關管IGBT的驅動信號和一個輔助開關管MOSFET的驅動信號，它們之間具有確定的時間關系。一只IGBT截止與MOSFET截止之間的延遲時間，可由UCC3857加以編程序。在功率因數校正應用中，輸入電網電壓從零值變化到交流AC峰值電平，會使需要的占空比在寬的范圍內變化。

在高電網電壓與(或)輕負載條件下，當交流電網電壓處于峰值時，固定的延遲時間將引起電網電流失真。這是由施加在調制器上的最小可控占空比所引起的，它受固定的延遲時間影響。如果固定了最小可控占空比，那么IC內部電流環(huán)在電網電壓峰值時會出現(xiàn)一個受限的周期振蕩，它會引起電網電流失真。

UCC3857有一個適合MOSFET的延遲發(fā)生器，它直接根據負載功率的要求來調制。如圖6所示，該電路按照電壓誤差放大器的輸出電平來直接改變延遲時間，在平均電流型PFC變換器中，該放大器是以電網電壓前饋來表示負載功率。延遲時間由外部元件RD和CD來設置。當內部時鐘信號CLK復位閉鎖U2、使PWMEDL為高電平和Q輸出為低電平時，時序作用開始起動。CD經M1放電并保持低電平，直到內部PWM信號成低電平為止(這表明兩個IGBT驅動之一處于截止)。在接該腳的M1截止時，CD經RD充電到7.5V基準電壓值左右。

比較器U1將該電壓與電壓誤差放大器的輸出VVAO進行比較。當CD上的電壓高于VVAO時，它將閉鎖的U2置位，又使PWMDEL變?yōu)榈碗娖健Ｔ揚WMDEL和CLK信號按邏輯與方式產生信號，控制MOSFET驅動器的輸出(MOSDRV)。延遲時間TD1由式(5)給出：

TD1=-RD·CD·ln[(7.5-VVAO)/7.5] (5)

這項工藝技術縮小了在重負載或高電網電壓時的重迭延遲時間，而當電網電壓變低或負載加重時，則維持較長的延遲時間。按定義該延遲把最小可控占空比縮小到可接受的電平，并用來進行編程。在大電流條件下減小延遲時間是可以接受的，因為IGBT電流直接與負載電流成比例。

可利用RD和CD來提供編程的靈活性，延遲時間能優(yōu)化IGBT開關管的電流和預后的等級。如果去掉電路上的CD,還可使延遲時間變?yōu)榱恪?/span>