一種隔離式輸出可調(diào)節(jié)的高頻有源功率因數(shù)校正器的設(shè)計(jì)

MOSFET的延遲時(shí)間TD1有效地增加了BOOST升壓電感的充電時(shí)間。在通常的工作條件下，MOSFET的電壓應(yīng)力是IGBT的一半。而在升壓變換和短路條件下(例如變換器工作在反激式狀態(tài)時(shí))，就會(huì)看到QA的電壓應(yīng)力高出許多。

在該電路拓?fù)渲校儔浩鞯脑O(shè)計(jì)是很關(guān)鍵的。推挽式變壓器應(yīng)使原邊繞組與副邊繞組之間漏感最小。同樣也應(yīng)使兩個(gè)原邊繞組之間的漏感最小。實(shí)際上，如果不采用復(fù)雜精細(xì)的結(jié)構(gòu)(例如隔層用銅箔屏蔽等)，要實(shí)現(xiàn)兩項(xiàng)指標(biāo)是困難的。在多數(shù)情況下，使用平面型變壓器有利于達(dá)到這些目標(biāo)。較高的漏電感效應(yīng)包含了更高的電壓應(yīng)力和振鈴，以及更大的功率損耗，它還會(huì)損失更多的可用占空比。高電壓電平會(huì)難以設(shè)計(jì)有效的緩沖電路來減小漏感振鈴。

升壓電感器的設(shè)計(jì)與常規(guī)升壓變換器很相似。然而正如典型應(yīng)用電路圖所示，經(jīng)一只二極管接到輸出端的附加繞組，需要在升壓電感器上制作。該繞組具有與變壓器相同的匝數(shù)比，當(dāng)兩只推挽管同時(shí)截止時(shí)，該繞組為電感器能量提供一個(gè)放電路徑。在起動(dòng)期間當(dāng)輸出電壓為零時(shí)，變換器可產(chǎn)生很高的浪涌電流。當(dāng)超過設(shè)定的門限電平時(shí)，則UCC3857的過流保護(hù)電路將關(guān)閉所有的輸出端。

在實(shí)際例子中，升壓電感器的輔助繞組把能量引至輸出端。這是一種優(yōu)先選擇的方法，因?yàn)樵谳敵鲭妷荷邥r(shí)，會(huì)使主開關(guān)管不能應(yīng)付浪涌電流的高電壓。而當(dāng)輔助繞組把能量傳遞到輸出端時(shí)，QA兩端的電壓應(yīng)力變?yōu)檩斎腚妷杭由戏瓷漭敵鲭妷海撝蹈哂谒姆瓷漭敵鲭妷旱姆€(wěn)態(tài)值。

(1)芯片的偏置電源和起動(dòng)

UCC3857采用美國(guó)Unitrode公司的雙極混合工藝BCDMOS制造，它使電源電流具有最小的起動(dòng)值(典型值60A)和工作電流(典型值3.5mA)。其重要意義是功耗更低，用于IC起動(dòng)的充電電阻器明顯變小。

(2)振蕩器的調(diào)節(jié)

振蕩器(英文：oscillator)是用來產(chǎn)生重復(fù)電子訊號(hào)(通常是正弦波或方波)的電子元件。其構(gòu)成的電路叫振蕩電路。能將直流電轉(zhuǎn)換為具有一定頻率交流電信號(hào)輸出的電子電路或裝置。種類很多，按振蕩激勵(lì)方式可分為自激振蕩器、他激振蕩器;按電路結(jié)構(gòu)可分為阻容振蕩器、電感電容振蕩器、晶體振蕩器、音叉振蕩器等;按輸出波形可分為正弦波、方波、鋸齒波等振蕩器。廣泛用于電子工業(yè)、醫(yī)療、科學(xué)研究等方面。由于器件不可能參數(shù)完全一致，因此在上電的瞬間兩個(gè)三極管的狀態(tài)就發(fā)生了變化，這個(gè)變化由于正反饋的作用越來越強(qiáng)烈，導(dǎo)致到達(dá)一個(gè)暫穩(wěn)態(tài)。暫穩(wěn)態(tài)期間另一個(gè)三極管經(jīng)電容逐步充電后導(dǎo)通或者截止，狀態(tài)發(fā)生翻轉(zhuǎn)，到達(dá)另一個(gè)暫穩(wěn)態(tài)。這樣周而復(fù)始形成振蕩。

UCC3857的振蕩器被設(shè)計(jì)成具有寬斜坡幅度(4.5Vpp)，使它的抗噪聲度更高。CT腳產(chǎn)生鋸齒波形，在CT的放電期間產(chǎn)生一個(gè)時(shí)鐘脈沖。在放電周期內(nèi)，該腳對(duì)地的內(nèi)部阻抗是600Ω。根據(jù)這一特性，放電時(shí)間由831×CT得出。如圖4波形所示，IC內(nèi)部的時(shí)鐘脈沖寬度等于放電時(shí)間，并且在IGDRV1與IGDRV2之間設(shè)置了最小的死區(qū)時(shí)間。時(shí)鐘頻率由式(1)給出：

fsw=[1/(1.5RT+831)·CT]≈1/(1.5RTCT) (1)

式中IGDRV1和IGDRV2輸出信號(hào)的開關(guān)頻率是時(shí)鐘的1/2,而輔助管MOSDRV的開關(guān)頻率與時(shí)鐘頻率相同。

(3)基準(zhǔn)參考信號(hào)IMULT的產(chǎn)生

像UC3854系列那樣，UCC3857也有一個(gè)模擬計(jì)數(shù)單元ACU,它產(chǎn)生一個(gè)基準(zhǔn)參考電流信號(hào)加到電流誤差放大器，輸入ACU的信號(hào)與瞬間電網(wǎng)電壓值成比例，并與輸入電壓有效值(RMS)和電壓誤差放大器的輸出成比例。不同于先前的RMS電壓檢測(cè)工藝技術(shù)。UCC3857在工藝中采用了一種專利來簡(jiǎn)化RMS電壓的產(chǎn)生，并消除了由以前工藝引起的性能退化。

如圖5所示，采用這項(xiàng)新工藝，需要外部雙極點(diǎn)濾波器來消除產(chǎn)生VRMS的問題。在半個(gè)周期中，用替代IAC電流的鏡像值對(duì)外部電容器CRMS進(jìn)行充電。電容器CRMS上的電壓被積分成正弦波形，并由式(2)給出。在半個(gè)周期末尾，CRMS電壓維持不變，并轉(zhuǎn)換成一個(gè)6bit數(shù)字代碼，以便在ACU中進(jìn)一步處理。在下半個(gè)周期里CRMS則放電，并標(biāo)出積分。

這種方法的優(yōu)點(diǎn)是：在VRMS電壓信號(hào)上的二次諧波脈動(dòng)，實(shí)際上被消除了。這樣的二次諧波脈動(dòng)，是不可能用限制常規(guī)雙極點(diǎn)濾波器的擺動(dòng)來避免的，它在輸入電流信號(hào)中會(huì)引起三次諧波失真。對(duì)于輸入端電網(wǎng)變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，也可以改進(jìn)成一個(gè)新的VRMS信號(hào)，它每個(gè)周期都出現(xiàn)。

VCRMS=[(IAC(pk)/2ωCCRMS](1-cosωt)

VCRMS(pk)=1AC(pk)/ω·CCRMS) (2a)

在正常工作時(shí)，IAC(pk)在峰值電網(wǎng)電壓時(shí)應(yīng)選擇為100A.對(duì)于峰值為265VAC的通用輸入電壓值，這就意味著RAC=3.6MΩ。

在對(duì)高頻噪聲濾波時(shí)，IC的噪聲靈敏度需要小容量的旁路電容器，該電容器的數(shù)值應(yīng)限制在最大為220nF.在低電網(wǎng)電壓峰值時(shí)(80VAC)，VCRMS值應(yīng)近似為1.0V,以盡量減小任何數(shù)字化誤差。在高電網(wǎng)電壓時(shí)VCRMS的峰值為3.5V.電網(wǎng)頻率在60Hz時(shí)要求CRMS的數(shù)值可由公式(2)算出為75nF.

乘法器輸出電流由式(3)給出，

IMULT=[(VVAO-0.5)·IAC·K]/V 2CRMS (3)

式中K=0.33.

乘法器的峰值電流被限制在200A,且IAC和VCRMS的選用值應(yīng)保證電流在該范圍內(nèi)。對(duì)乘法器的另一個(gè)限制是：IMULT不能超過兩倍的IAC電流值，并限制VCRMS電壓為最小值。

RMS電壓前饋的不連續(xù)性，意味著存在輸入電壓變化的工作區(qū)域，但饋送到乘法器的VRMS值并未發(fā)生變化。由于電壓誤差放大器補(bǔ)償了這一變化，使它的輸出能維持所需的乘法器輸出電流。當(dāng)ACD的輸出變化時(shí)，則在誤差放大器的輸出中存在一個(gè)躍變。它對(duì)總的變換器沖擊極小。

對(duì)RMS電壓方案的另一個(gè)關(guān)鍵考慮是：依靠IAC信號(hào)的零交叉是有效的。在很輕負(fù)載和高電網(wǎng)電壓條件下，如果用一只大的電容器在橋式整流端進(jìn)行濾波，那么被整流的AC交流分量就不能完全達(dá)到零值。當(dāng)發(fā)生零交叉檢測(cè)時(shí)，UCC3857的IAC應(yīng)低于10A.

(4)柵極驅(qū)動(dòng)的考慮

UCC3857中的柵極驅(qū)動(dòng)電路被設(shè)計(jì)成高速驅(qū)動(dòng)電路。每個(gè)驅(qū)動(dòng)電路均由低阻抗的拉出和吸入DMOS輸出級(jí)組成。UCC3857為驅(qū)動(dòng)電路提供了分離的電源VD和接地端PGND.這些引腳考慮了驅(qū)動(dòng)器電路具有較好的本機(jī)旁路作用。

還可用VD來保證輸出級(jí)的SOA限制，使它在驅(qū)動(dòng)高峰值電流時(shí)，不違反設(shè)計(jì)規(guī)范。由于這個(gè)原因，當(dāng)VIN可能升高以應(yīng)付UVLO需要時(shí)，VD則會(huì)保持盡可能低些(例如10V)。

(5)電流放大器的設(shè)置

電流放大器也叫電壓跟隨器，電壓跟隨器是用一個(gè)三極管構(gòu)成的共集電路，它的電壓增益是一，所以叫做電壓跟隨器。那么電壓跟隨有什么作用呢?共集電路是輸入高阻抗，輸出低阻抗， 這就使得它在電路中可以起到阻抗匹配的作用，能夠使得后一級(jí)的放大電路更好的工作。舉一個(gè)應(yīng)用的例子：電吉他的信號(hào)輸出屬于高阻，接入錄音設(shè)備或者音箱 時(shí)，在音色處理電路之前加入這個(gè)電壓跟隨器，會(huì)使得阻抗配匹，音色更加完美。很多電吉他效果器的輸入部分設(shè)計(jì)都用到了這個(gè)電路。電壓跟隨器是共集電極電路，信號(hào)從基極輸入，射極輸出，故又稱射極輸出器?；鶚O電壓與集電極電壓相位相同，即輸入電壓與輸出電壓同相。電路的特點(diǎn)是：高輸入電阻、低輸出電阻、電壓增益近似為1,因此它可以完成上述功能。

一旦通過選擇VRMS的范圍來設(shè)置乘法器，就能著手設(shè)計(jì)電流放大器。乘法器的最大輸出是在低電網(wǎng)電壓和滿載條件時(shí)。電感器的峰值電流也出現(xiàn)在相同的引腳。乘法器的端接電阻器可由式(4)來確定：

RMULT=[(IL-pk·RSENSE)/(IMULT-Pk) (4)

為了確保工作穩(wěn)定，電流環(huán)的交迭頻率應(yīng)限制在大約是變換器開關(guān)頻率的1/3.

(6)后沿的延遲

見圖4波形，修改的隔離式升壓變換器(BOOST)，需要兩個(gè)主開關(guān)管IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和一個(gè)輔助開關(guān)管MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，它們之間具有確定的時(shí)間關(guān)系。一只IGBT截止與MOSFET截止之間的延遲時(shí)間，可由UCC3857加以編程序。在功率因數(shù)校正應(yīng)用中，輸入電網(wǎng)電壓從零值變化到交流AC峰值電平，會(huì)使需要的占空比在寬的范圍內(nèi)變化。

在高電網(wǎng)電壓與(或)輕負(fù)載條件下，當(dāng)交流電網(wǎng)電壓處于峰值時(shí)，固定的延遲時(shí)間將引起電網(wǎng)電流失真。這是由施加在調(diào)制器上的最小可控占空比所引起的，它受固定的延遲時(shí)間影響。如果固定了最小可控占空比，那么IC內(nèi)部電流環(huán)在電網(wǎng)電壓峰值時(shí)會(huì)出現(xiàn)一個(gè)受限的周期振蕩，它會(huì)引起電網(wǎng)電流失真。

UCC3857有一個(gè)適合MOSFET的延遲發(fā)生器，它直接根據(jù)負(fù)載功率的要求來調(diào)制。如圖6所示，該電路按照電壓誤差放大器的輸出電平來直接改變延遲時(shí)間，在平均電流型PFC變換器中，該放大器是以電網(wǎng)電壓前饋來表示負(fù)載功率。延遲時(shí)間由外部元件RD和CD來設(shè)置。當(dāng)內(nèi)部時(shí)鐘信號(hào)CLK復(fù)位閉鎖U2、使PWMEDL為高電平和Q輸出為低電平時(shí)，時(shí)序作用開始起動(dòng)。CD經(jīng)M1放電并保持低電平，直到內(nèi)部PWM信號(hào)成低電平為止(這表明兩個(gè)IGBT驅(qū)動(dòng)之一處于截止)。在接該腳的M1截止時(shí)，CD經(jīng)RD充電到7.5V基準(zhǔn)電壓值左右。

比較器U1將該電壓與電壓誤差放大器的輸出VVAO進(jìn)行比較。當(dāng)CD上的電壓高于VVAO時(shí)，它將閉鎖的U2置位，又使PWMDEL變?yōu)榈碗娖健Ｔ揚(yáng)WMDEL和CLK信號(hào)按邏輯與方式產(chǎn)生信號(hào)，控制MOSFET驅(qū)動(dòng)器的輸出(MOSDRV)。延遲時(shí)間TD1由式(5)給出：

TD1=-RD·CD·ln[(7.5-VVAO)/7.5] (5)

這項(xiàng)工藝技術(shù)縮小了在重負(fù)載或高電網(wǎng)電壓時(shí)的重迭延遲時(shí)間，而當(dāng)電網(wǎng)電壓變低或負(fù)載加重時(shí)，則維持較長(zhǎng)的延遲時(shí)間。按定義該延遲把最小可控占空比縮小到可接受的電平，并用來進(jìn)行編程。在大電流條件下減小延遲時(shí)間是可以接受的，因?yàn)镮GBT電流直接與負(fù)載電流成比例。

可利用RD和CD來提供編程的靈活性，延遲時(shí)間能優(yōu)化IGBT開關(guān)管的電流和預(yù)后的等級(jí)。如果去掉電路上的CD,還可使延遲時(shí)間變?yōu)榱恪?/span>