汽車電子自適應(yīng)頻率調(diào)制DC/DC降壓變換器的開(kāi)發(fā)策略

目前峰值電流控制模式DC/DC轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用更廣泛，它的原理框圖如圖4所示。

圖4: 峰值電流控制模式的DC/DC降壓變換器原理框圖

對(duì)應(yīng)于電壓控制模式，電流控制模式的DC/DC轉(zhuǎn)換器以幾乎無(wú)窮大的開(kāi)環(huán)環(huán)路增益來(lái)調(diào)節(jié)DC/DC的輸出電流，其實(shí)是一個(gè)高輸出阻抗的電流源。如圖4所示，在電流控制模式的DC/DC降壓變換器中，快速高增益的電流環(huán)路和慢速的電壓控制回路嵌套使用，電感電流與斜坡補(bǔ)償后的鋸齒波合成的信號(hào)和電壓誤差信號(hào)相比較產(chǎn)生控制信號(hào)，當(dāng)輸出電壓跌落時(shí)，控制功率管打開(kāi)向負(fù)載提供更多的電流來(lái)保持輸出電壓的穩(wěn)定。電流控制模式的DC/DC測(cè)量電感電流，將輸出變?yōu)楹懔髟摧敵觯笵C/DC的輸出級(jí)由電壓模式的雙極點(diǎn)系統(tǒng)轉(zhuǎn)變?yōu)閱螛O點(diǎn)系統(tǒng)，從而更容易進(jìn)行補(bǔ)償，提高穩(wěn)定性。

(二)振蕩器的設(shè)計(jì)

振蕩器電路在DC/DC集成電路中有廣泛的用途。振蕩時(shí)鐘為內(nèi)部電路提供開(kāi)關(guān)脈沖的同步，且衍生出鋸齒波，提供給PWM比較器。是電壓模式和電流模式DC/DC轉(zhuǎn)換器的基本單元。圖5為本文設(shè)計(jì)的振蕩電路，設(shè)計(jì)中采用恒流充放電結(jié)構(gòu)，充電電流為I1+I2(降頻時(shí)為I1)，放電電流為I12+I13(降頻時(shí)為I12)。

圖5: 振蕩頻率受控制的振蕩電路

從圖5中可知，M1、M2為電容充電，M9為電容放電，這些決定了振蕩器的時(shí)鐘頻率。

首先，假設(shè)輸出振蕩電壓與充放電電流成正比。基于這個(gè)假設(shè)，偏置電流就可以確定。如果希望頻率為800K(T=1.25us)，上升時(shí)間為總周期的90%(1.125us)，而要求輸出鋸齒波SAW的峰峰值Vp-p為1V.那么，充電電流為

公式3

其中C為C1的電容值，T為振蕩周期。

從電路圖可以看出，振蕩波形的轉(zhuǎn)折點(diǎn)可以由下式?jīng)Q定：

公式4

圖6為振蕩器的輸出波形，從圖中可以看出，振蕩波形在0.6V至1.8V范圍內(nèi)波動(dòng)，符合設(shè)計(jì)要求。

圖6: 振蕩器的輸出波形

當(dāng)輸出輸入電壓比值低于一定值(0.2)時(shí)，說(shuō)明此時(shí)控制脈沖的占空比很低，效率下降，此時(shí)通過(guò)低比值保護(hù)電路，產(chǎn)生OSP信號(hào)，將整體電路的頻率下降。從電路圖可以看出，當(dāng)OSP通過(guò)控制電路變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，則M0關(guān)閉，而M1與M2的寬長(zhǎng)比為4:1,此時(shí)的充電電流變?yōu)樵瓉?lái)的1/4,那么充電時(shí)間變?yōu)樵瓉?lái)的4倍，這樣輸出振蕩波的頻率變?yōu)樵瓉?lái)的1/4,即200KHz,提高電源的轉(zhuǎn)換精度。

(三)應(yīng)用

在汽車電子應(yīng)用中，輸入電壓有12V,24V和36V等多種電壓軌，在確定輸出電壓的條件下，這種可以根據(jù)輸入電壓自適應(yīng)調(diào)整工作頻率的DC/DC可以自動(dòng)設(shè)置合適的工作頻率，優(yōu)化DC/DC的工作效率，減小瞬態(tài)過(guò)程。