基于PWM電流型DC/DC變換器的研究

　　3.3 UC3825B 的限流和占空比控制

　　變壓器初級(jí)電流流過取樣電阻R后，在R兩端產(chǎn)生正比于初級(jí)電流的電壓，該電壓經(jīng) RC 濾波加到 UC3825B 的9腳，從而實(shí)現(xiàn)逐周限流。正常工作狀態(tài)下，UC3825的9腳輸入電壓必須低于1V 門限電壓。9腳輸入電壓超過1V時(shí)，脈寬將隨之變窄。當(dāng)9腳輸入電壓超過1.4V時(shí)，輸出電流中斷，并且 UC3825B 開始軟啟動(dòng)程序。

　　利用斜坡 RAMP 腳（7腳）輸入信號(hào)， UC3825B 可以實(shí)現(xiàn)電流型控制或常規(guī)的占空比控制。當(dāng)該腳接定時(shí)電容器時(shí)，UC3825B 可以實(shí)現(xiàn)占空比控制。當(dāng) RAMP 腳接電流取樣電阻時(shí)，UC3825B 可以實(shí)現(xiàn)電流型控制。在這種應(yīng)用電路中，初級(jí)電流波形經(jīng)過很小的RC濾波網(wǎng)絡(luò)后，產(chǎn)生斜坡波形。RC網(wǎng)絡(luò)的作用是斜率補(bǔ)償。該輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍為1.3V,通常用來產(chǎn)生 PWM 斜率補(bǔ)償。

　　3.4 同步整流電路

　　過去低電壓輸出的 DC/DC 開關(guān)變換器采用肖特基二級(jí)管作為同步整流管，其正向壓降約為0.4 ~0.65V,低電壓、大電流時(shí)通態(tài)功耗很大。因功率MOSFET管的正向壓降很小，所以用功率MOSFET管作為輸出的整流管。與肖特基二極管相比，用功率 MOSFET 管的優(yōu)點(diǎn)除了正向壓降很小外，還有阻斷電壓高，反向電流小等優(yōu)點(diǎn)。圖2所示為輸出全波同步整流電路。功率MOSFET管VT1、VT2為兩個(gè)整流管（VD1、VD2分別為VT1、VT2內(nèi)部反并聯(lián)二極管）。當(dāng)變壓器次級(jí)繞組同名端為正時(shí)，VT2、VD2同時(shí)導(dǎo)通，VT1、VD1阻斷 ,在L1續(xù)流期間，VT1、VT2截止，VD1、VD2同時(shí)導(dǎo)通續(xù)流；反之，當(dāng)變壓器次級(jí)繞組同名端為負(fù)時(shí)，VT1、VD1同時(shí)導(dǎo)通，VT2、VD2阻斷，在 L1續(xù)流期間，VT1、VT2截止，VD1、VD2同時(shí)導(dǎo)通續(xù)流。

　　采取此功率 MOSFET 管整流電路，可以大大提高整流效率。輸出+5V/20A,采取導(dǎo)通電阻10mΩ的功率 MOSFET 管，則導(dǎo)通損耗為：

　　PON=10mΩ×（20A）2=4×103mW=4w

　　如果采取肖特基二極管整流電路，肖特基二極管的導(dǎo)通壓降取0.6V,則導(dǎo)通損耗為：

　　PON=0.6V×20A=12w

　　可見僅整流管損耗就減小8W,效率約能提高6%.

　　3.5 變壓器的制造

　　初級(jí)繞組 N2與次級(jí)繞組 N4之間具有較緊密的耦合；而初級(jí)繞組 N1到初級(jí)繞組 N2之間的耦合不很嚴(yán)格。

　　3.6 高頻設(shè)計(jì)

　　需要特別注意外部導(dǎo)體和元件的布置，減小不必要的電感和電容影響。所有的導(dǎo)線長(zhǎng)度必須盡可能地短。印制電路板應(yīng)仔細(xì)地布置元件及其連接。功率 MOSFET 管柵極的電阻應(yīng)選碳成分的電阻，以降低串聯(lián)電感。

　　4 結(jié)論

　　利用高頻電流型 PWM 控制器 UC3825B 研制的100W、1MHz 電流型 DC/DC 變換器在設(shè)計(jì)上完全滿足指標(biāo)要求；并且，由于采用功率 MOSFET 管全波同步整流電路，使效率高達(dá)86%;這也表明電流型控制具有許多優(yōu)勢(shì)。