基于虛擬空間矢量的中點(diǎn)電壓平衡控制

同理，在小區(qū)域1，2和5中，也可通過(guò)f來(lái)控制中點(diǎn)電壓，但在小區(qū)域4中，由于無(wú)冗余小矢量，故不能通過(guò)此方法來(lái)控制中點(diǎn)電壓，這是所提方案的不足之處。

4 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析
4．1 仿真分析
基于Matlab／Simulink搭建了仿真模型，并與傳統(tǒng)SVPWM算法進(jìn)行對(duì)比。仿真參數(shù)：直流母線電壓Ud=500 V，直流分壓電容C1=C2=2 200μF，負(fù)載電阻R=10 Ω，電感L=15 mH。圖3為仿真波形。

圖3a為傳統(tǒng)SVPWM算法時(shí)，在t=0．05 s時(shí)，調(diào)制度m由0．8突變到1時(shí)的中點(diǎn)電壓差波形?？梢?jiàn)，當(dāng)m由0．8突變到1時(shí)，中點(diǎn)電壓差會(huì)出現(xiàn)明顯的3倍基波頻率的振蕩，對(duì)逆變器的正常運(yùn)行極為不利。采用基于虛擬矢量并加入平衡因子的中點(diǎn)電壓平衡控制算法，當(dāng)m=1時(shí)，中點(diǎn)電壓差波形如圖3b(上)所示?？紤]更惡劣的情況，令C1=1 200μF，C2=1 000μF，m=1；且在t=0．03 s時(shí)，改變負(fù)載，使功率因數(shù)由0．9減小到0．4時(shí)的仿真波形如圖3b(下)所示?？梢?jiàn)，在高調(diào)制度和低功率因數(shù)的情況下，此方法仍然能夠較好地控制中點(diǎn)電壓平衡。
4．2 實(shí)驗(yàn)分析
基于DSP TMS320F28335搭建了二極管箝位型三電平逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。主電路直流側(cè)為2個(gè)2 200μF／400 V的電解電容，開(kāi)關(guān)管采用IRF8 40型MOSFET，光耦隔離為TLP250；吸收電路為RCD型，電阻10 Ω，電容為2μF的無(wú)感電容；負(fù)載為Y型連接三相對(duì)稱阻感負(fù)載，電阻10 Ω，電感5 mH。圖4為m為0．5和1時(shí)兩種算法的中點(diǎn)電壓波形。由圖4a可知，當(dāng)m較低且不加平衡因子時(shí)，虛擬矢量對(duì)中點(diǎn)電壓的控制優(yōu)于傳統(tǒng)SVPWM算法。當(dāng)m較高時(shí)，中矢量作用時(shí)間變長(zhǎng)，通過(guò)調(diào)節(jié)正負(fù)小矢量的作用時(shí)間，傳統(tǒng)SVPWM算法不能較好地控制中點(diǎn)電壓，由圖4b可知，加入平衡因子后，當(dāng)直流電壓為200 V時(shí)，中點(diǎn)電壓仍有較大偏移，而虛擬矢量消除了中矢量對(duì)中點(diǎn)電位不可控的影響，與傳統(tǒng)SVPWM相比，能更好地控制中點(diǎn)電壓。

5 結(jié)論
傳統(tǒng)SVPWM算法在高調(diào)制度和低功率因數(shù)時(shí)中點(diǎn)電位存在3倍基波頻率的紋波。在分析中點(diǎn)電壓波動(dòng)原因的基礎(chǔ)上，采用虛擬空間矢量方法合成中矢量，從而消除其對(duì)中點(diǎn)電壓的影響，并加入平衡因子控制由于電容特性不一致和開(kāi)關(guān)延時(shí)等造成的電壓偏移，能實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電壓的控制。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了此方法的正確性及有效性。