帶有模式抑制電路的Delta-sigma抗混濾波器

用于Delta-sigma數(shù)據(jù)轉換器的抗混濾波器設計方案明顯不同于SAR（逐次逼近寄存器）或流水線（高速）轉換器的設計方法。擁有SAR或流水線轉換器，您即擁有了每次評估一個樣本的系統(tǒng)。無論是哪種情況，都可以“抓住”模擬信號，并將其儲存于轉換器的輸入電容陣列。這些轉換器評估已存儲的信號，并為各個樣本提供一個數(shù)字表達。對這兩款器件，多階抗混濾波器的目標頻率即是該轉換器的奈奎斯特頻率。

在高采樣率（FS，參考1）下，delta-sigma轉換器的輸入調制器會對輸入模擬信號進行多次采樣。而后續(xù)的Sinc數(shù)字濾波器會對一組此類調制器樣本進行再次采樣，并轉換為一個輸出的數(shù)字表達。從一個調制器的樣本串到一個24比特的數(shù)字碼，這個轉換過程要比delta-sigma輸入結構的采樣速率慢得多（FD，參考1）。因而，delta-sigma轉換器有兩個采樣率（FS，F(xiàn)D）。但是，一階抗混濾波器的目標頻率是輸出數(shù)據(jù)速率FD。在參考1中，您可以找到delta-sigma轉換器的基本抗混濾波器設計概念。

圖1 這個整只濾波器可衰減RFLT/2和CFLT的差分噪聲，以及CCM_P和CCM_N的共模噪聲。

請注意，參考1和參考2中的電路和論述方法僅解決了減少差分噪聲問題，而無關轉換器的輸入阻抗或共模噪聲。

對于轉換器的輸入阻抗，在測量AINP和AINN之間的電壓期間，delta-sigma轉換器開關電容輸入端的電容器會連續(xù)地充電和放電。與外部電路相比，這些內部電容（CB、CA1及CA2）相對較小。因而，其平均輸入阻抗顯示為阻性。轉換器的電容值和調制器的轉換速率決定了這一電阻值。

測量圖2中結構的共模輸入阻抗時，需將AINP與AINN接到一起，并測量轉換期間每個管腳消耗的平均電流。測量差分輸入阻抗時，需給AINP與AINN施加一個差分信號，測量從管腳流至VA的平均電流。共模和差分電阻的范圍為幾百千歐姆至幾百兆歐姆。其數(shù)值取決于轉換器內部輸入開關電容結構后面跟隨的電路。RFLT/2的值必須比轉換器的輸入阻抗低至少10倍。

兩只共模電容CCM_P和CCM_N用于衰減高頻共模噪聲。差分電容至少應比共模電容大一個數(shù)量級，因為共模電容的失配會導致差分噪聲。

如果進入任何ADC的輸入信號中包含有高于一半數(shù)據(jù)速率的頻率，即會發(fā)生混淆現(xiàn)象。為防止此現(xiàn)象的發(fā)生，應對包含噪聲和干擾成分的輸入信號進行頻帶限制。Delta-sigma轉換器中的數(shù)字濾波器可提供一些高頻噪聲衰減功能，但是數(shù)字sinc濾波器不能完全代替抗混濾波器。在設計一個輸入濾波器電路時，要考慮轉換器過濾器網絡和輸入阻抗之間的相互作用。

參考

1 Baker, Bonnie， “使用模擬濾波器注入噪聲” EDN，2009年7月23日，http://bit.ly/RheNm9。

2 Baker, Bonnie，“模擬濾波器可簡化delta-sigma轉換器設計” EDN，2008年6月12日，http://bit.ly/NLG2Se。