雙輸出單級(jí)PFC變換器的高亮LED驅(qū)動(dòng)方案

標(biāo)簽：斷續(xù)模式 雙輸出 功率因數(shù)校正 PFC

摘要： 提出了一種工作于斷續(xù)模式( DCM) 雙輸出單級(jí)反激功率因數(shù)校正( PFC) 變換器驅(qū)動(dòng)高亮LED 的方法。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應(yīng)用時(shí)分復(fù)用方法實(shí)現(xiàn)了每一條輸出支路電流的獨(dú)立調(diào)節(jié)，提高了驅(qū)動(dòng)器的可靠性; 由于此方法只用到一個(gè)磁性元件即可實(shí)現(xiàn)兩路恒流輸出，進(jìn)而降低了驅(qū)動(dòng)器的成本; 變換器工作在DCM、定頻、定占空比時(shí)，可獲得較高的功率因數(shù)。最后通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證本文研究結(jié)果的正確性與有效性。

1 引言

如今，LED 已經(jīng)廣泛應(yīng)用于液晶背光、汽車、交通燈以及通用照明。根據(jù)IEC 61000-3-2 C 類法規(guī)，需要對(duì)大于25W 的LED 通用照明驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行功率因數(shù)校正( Power Factor Correction,PFC) ,因此低成本的功率因數(shù)校正方案成為關(guān)注的研究課題。

AC /DC 變換器中常見的有源功率校正( Active PowerFactor Correction,APFC) 電路是兩級(jí)PFC 電路，前一級(jí)電路用來進(jìn)行功率因數(shù)校正，后一級(jí)電路用作DC /DC 變換器。由于存在兩個(gè)級(jí)聯(lián)功率級(jí)，這一類電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現(xiàn)了另一類APFC 拓?fù)?，這類拓?fù)浒裀FC 電路和DC /DC變換器集成在一起，它們共用一個(gè)有源功率開關(guān)，成為單級(jí)AC /DC 變換器，進(jìn)而降低了成本，這種APFC 電路現(xiàn)在已經(jīng)廣泛應(yīng)用于鎮(zhèn)流器，充電器中。

將多路輸出變換器作為LED 驅(qū)動(dòng)器，可實(shí)現(xiàn)用一個(gè)變換器滿足多個(gè)不同等級(jí)的恒流輸出需求，從而降低了驅(qū)動(dòng)器的成本。而傳統(tǒng)的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權(quán)反饋調(diào)節(jié)方式，雖可實(shí)現(xiàn)多路恒壓輸出，但不能實(shí)現(xiàn)多路恒流輸出?；诖?，本文提出了一類雙輸出單級(jí)反激PFC 拓?fù)洹?/p>

此類拓?fù)湓贒CM 下，即可實(shí)現(xiàn)各路獨(dú)立調(diào)節(jié)的恒壓輸出，也可實(shí)現(xiàn)各路獨(dú)立調(diào)節(jié)的恒流輸出，并且實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應(yīng)用時(shí)分復(fù)用方法實(shí)現(xiàn)了每一條輸出支路電流的獨(dú)立調(diào)節(jié)，從而可使每路分別驅(qū)動(dòng)不同類型的LED,而且驅(qū)動(dòng)器其中一路故障不會(huì)影響另一支路的正常輸出，提高了驅(qū)動(dòng)器的可靠性; 由于此方法只用到一個(gè)磁性元件即可實(shí)現(xiàn)兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲(chǔ)能電容，進(jìn)而降低了驅(qū)動(dòng)器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數(shù)。最后通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文研究結(jié)果的正確性與有效性。

2 獨(dú)立調(diào)節(jié)雙恒流輸出反激拓?fù)?/strong>

圖1 為獨(dú)立調(diào)節(jié)雙路恒流輸出單級(jí)反激PFC變換器的拓?fù)鋱D及其開關(guān)時(shí)序。圖1 (a) 為獨(dú)立輸出繞組型拓?fù)?，兩路輸出分別由兩個(gè)獨(dú)立繞組提供。

圖1( b) 為共用輸出繞組型拓?fù)?，兩路輸出由同一個(gè)繞組分時(shí)提供。無論是獨(dú)立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個(gè)電路滿足D1a + D2a 0. 5,并且D1b +D2b 0. 5,則可使兩路工作在互補(bǔ)的相位Фa和Фb,通過時(shí)分復(fù)用信號(hào)TMS ( Time-Multiplexing Signal,TMS) 分別對(duì)兩路進(jìn)行復(fù)用控制。如圖1 ( c) 所示，當(dāng)Soa = 1,變換器對(duì)A 路輸出進(jìn)行調(diào)節(jié)，原邊開關(guān)電流Ip在D1aT 階段線性上升，在D2a T 續(xù)流階段電流Isb線性下降，D3a T = ( 1 - D1a - D2a) T 時(shí)，電流Isb為零，此時(shí)，變換器處于DCM 工作模式; 當(dāng)Sob = 1,變換器對(duì)B 路輸出進(jìn)行調(diào)節(jié)，若B 路工作時(shí)變換器也處于DCM 工作模式，就可實(shí)現(xiàn)兩路無交叉影響控制。

圖1 獨(dú)立調(diào)節(jié)雙路輸出單級(jí)反激PFC變換器及其開關(guān)時(shí)序

Flyback 變換器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動(dòng)跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數(shù)。對(duì)于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM 模式無交叉影響的條件下，如果每一路均可以實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)，那么整個(gè)變換器也可以實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)。

3 功率因數(shù)校正控制實(shí)現(xiàn)

如圖2 所示為電壓型PWM 控制雙輸出單級(jí)反激PFC LED 驅(qū)動(dòng)器及控制實(shí)現(xiàn)。每路均采用LED串聯(lián)方式連接。A、B 兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個(gè)參考電壓Vref1、Vref2進(jìn)行比較，再通過誤差比較器產(chǎn)生誤差信號(hào)Ve1、Ve2.鋸齒波信號(hào)Vsaw同時(shí)與這兩個(gè)誤差信號(hào)進(jìn)行比較產(chǎn)生C1,C2 信號(hào)。

由時(shí)分復(fù)用信號(hào)產(chǎn)生器產(chǎn)生的時(shí)分復(fù)用信號(hào)TMS給選擇器提供選擇信號(hào)，進(jìn)而決定在一個(gè)周期內(nèi)控制器選擇每路的占空比信號(hào)C1 或C2.選擇器的輸出信號(hào)Vs1經(jīng)過隔離后作為主開關(guān)Q1 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，而時(shí)分復(fù)用信號(hào)Vsa( TMS) 及其互補(bǔ)信號(hào)Vsb分別作為開關(guān)Q2、Q3 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖2 雙路輸出單級(jí)反激PFC 驅(qū)動(dòng)器及控制環(huán)路示意圖。

圖3 所示為雙路輸出單級(jí)反激PFC 變換器原邊電流iQ1,副邊電流iQ2,iQ3的控制時(shí)序示意圖，圖中時(shí)分復(fù)用信號(hào)( TMS ) 決定了調(diào)節(jié)的支路。當(dāng)TMS = 1 時(shí)，變換器對(duì)A 路進(jìn)行調(diào)節(jié)，此時(shí)變換器根據(jù)A 路的設(shè)計(jì)參數(shù)進(jìn)行工作，此路原邊與副邊開關(guān)電流峰值包絡(luò)線分別如圖3 中的IQ1_A( θ) 和Ipkp_Q2( θ) 所示; 當(dāng)TMS = 0 時(shí)，變換器對(duì)B 路進(jìn)行調(diào)節(jié)，此時(shí)變換器就根據(jù)B 路的設(shè)計(jì)參數(shù)進(jìn)行工作，此路原邊與副邊開關(guān)電流峰值包絡(luò)線分別如圖3 中的IQ1_B( θ) 和Ipkp_Q3( θ) 所示; 變換器輸入平均電流為兩路輸入電流的平均值，如圖3 中的IQ1_avg( θ) 所示。

圖3 雙路輸出單級(jí)反激PFC 變換器控制時(shí)序示意圖。

為了實(shí)現(xiàn)定占空比控制，單級(jí)反激PFC 變換器誤差放大器的帶寬必須要小于2 倍工頻，一般為10~ 20Hz 左右，這樣設(shè)置的誤差放大網(wǎng)絡(luò)對(duì)輸出工頻紋波及輸入的正弦電壓不會(huì)很敏感，即可實(shí)現(xiàn)定占空比要求，從而實(shí)現(xiàn)PFC。