高頻開(kāi)關(guān)電源控制方案設(shè)計(jì)與研究

摘要：高頻開(kāi)關(guān)電源控制回路傳統(tǒng)的方法是采用電壓模式單閉環(huán)控制，這種控制方法響應(yīng)較慢，也不能對(duì)功率器件進(jìn)行實(shí)時(shí)電流限制。為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓電流均可控，通常采用電流模式控制，常用電流模式控制有峰值電流控制法和平均電流控制法。本文對(duì)高頻開(kāi)關(guān)電源平均電流模式控制方案設(shè)計(jì)進(jìn)行探討。 敘詞：高頻 控制 設(shè)計(jì) Abstract：Voltage-mode single closed-loop control is the usual way to control loop in high-frequency switch power supply control, which is relatively slow in response and also cannot restrict power components from real-time current. Voltage-mode control is usually used to make both out-put voltage and current controllable and general voltage-mode control includes peak current control and average current control. This paper discusses design scheme for average current control in high-frequency switch power supply. Keyword：High frequency, Control, Design
1 電壓電流雙環(huán)控制

為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓電流均可控，通常采用電流模式控制，常用電流模式控制有峰值電流控制法和平均電流控制法。但是，峰值電流控制有以下幾個(gè)缺點(diǎn)[1]：

① 占空比大于50%的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差；

② 閉環(huán)響應(yīng)不如平均電流模式控制理想；

③ 容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補(bǔ)償；

④ 對(duì)噪聲敏感，抗噪聲性差。因?yàn)殡姼刑幱谶B續(xù)儲(chǔ)能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開(kāi)關(guān)器件的電流信號(hào)上斜坡通常較小，電流信號(hào)上的較小噪聲很容易使開(kāi)關(guān)器件改變關(guān)斷時(shí)刻，使系統(tǒng)進(jìn)入次諧波振蕩。

2 平均電流模式控制PWM

平均電流模式采用雙閉環(huán)控制，其內(nèi)環(huán)控制輸出濾波電感電流，外環(huán)控制輸出電壓，提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度。圖1為平均電流模式控制PWM的原理圖。

圖1 平均電流模式控制原理圖

將誤差電壓信號(hào)Ue接至電流誤差信號(hào)放大器的同相端，作為輸出電感電流反饋的控制信號(hào)Uip。將帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流反饋信號(hào)Ui ，接至電流誤差信號(hào)放大器的反相端，跟蹤電流控制信號(hào)Uip。Ui與Uip的差值經(jīng)過(guò)電流誤差放大器放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號(hào)UC。再由UC與三角鋸齒波信號(hào)通過(guò)比較器比較得到PWM控制信號(hào)。UC的波形與電流波形Ui反相，所以，是由UC的下斜坡（對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)期）與三角波的上斜坡比較產(chǎn)生控制信號(hào)。顯然，這就無(wú)形中增加了一定的斜坡補(bǔ)償。但為了穩(wěn)定工作，要求電感電流的下降坡度不能大于晶振的坡度。
平均電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)是：

① 電感電流能夠高度精確地跟蹤電流控制信號(hào)；

② 不需要斜坡補(bǔ)償；

③ 調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越；

④ 適合于任何電路拓?fù)鋵?duì)輸入或輸出電流的控制；

⑤ 易于實(shí)現(xiàn)均流。

3 小信號(hào)分析及電流、電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)計(jì)

這種控制方式有恒壓和恒流兩種工作方式。當(dāng)D1導(dǎo)通時(shí)，電路工作在恒流模式，此時(shí)，電壓環(huán)不起作用，電路相當(dāng)于單環(huán)控制。當(dāng)D1截止時(shí)，電路工作在恒壓模式下，電路采用串級(jí)雙環(huán)控制，電流環(huán)作為電壓環(huán)的內(nèi)環(huán)，電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出Ue作為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的給定。其電路方框圖如圖2所示。在設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)，先設(shè)計(jì)電流環(huán)的調(diào)節(jié)器，獲得穩(wěn)定的內(nèi)環(huán)，然后得到電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)Tic(s)，并將其作為電壓環(huán)的一個(gè)環(huán)節(jié)，如圖3所示，然后設(shè)計(jì)電壓環(huán)調(diào)節(jié)器。這種控制方式的最大的優(yōu)點(diǎn)是，很好地解決了電路的限流問(wèn)題，使電路具有最快的限流響應(yīng)速度。但是，這種控制方式的實(shí)際限流給定是限流值Uiref加上D1的管壓降，因?yàn)镈1的管壓降與通過(guò)它的電流有關(guān)，所以這種控制方式的穩(wěn)流精度不如前面那種控制方式，但可以通過(guò)調(diào)節(jié)電阻R3，減小D1管壓降的變化量，以提高這種控制方式的穩(wěn)流精度。

圖2 雙環(huán)控制模式下的電路方框圖

圖3 電壓外環(huán)等效方框圖

圖中符號(hào)表示：

H為輸出電壓采樣系數(shù)；

Ki為電感電流采樣系數(shù)；

FM為脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)，F(xiàn)M=1/Upp，（Upp為三角波峰峰值）；

GV(s)為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)：

忽略輸出濾波電感電容等效電阻的影響后為

補(bǔ)償前，雙環(huán)控制方式下電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)波特圖見(jiàn)圖4。

圖4 雙環(huán)控制方式下電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)波特圖（補(bǔ)償前）

補(bǔ)償后，電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

Tvob(s)=HGv(s)Tic(s)Z(s) （8）

補(bǔ)償后，雙環(huán)控制方式下電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)波特圖見(jiàn)圖5。如圖5所示，系統(tǒng)的相位裕量為45°，穩(wěn)定裕量為50dB。

圖5 雙環(huán)控制方式下電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)波特圖（補(bǔ)償后）
4 控制電路實(shí)現(xiàn)

采用集成芯片UC3525外加運(yùn)放構(gòu)成平均電流模式控制電路，并用單片UC3535外加邏輯電路的方式形成有限雙極性控制的4路控制信號(hào)。如圖6所示。

（1） 外環(huán)控制

電壓給定信號(hào)與輸出電壓反饋信號(hào)經(jīng)運(yùn)放U1補(bǔ)償比較得Ue，接到UC3525的內(nèi)部誤差放大器正相輸入端：2腳作為反饋電流的控制信號(hào)Uip。當(dāng)輸出電流超過(guò)給定限流值時(shí)，D11導(dǎo)通，Uip被嵌在給定限流值上。

（2） 內(nèi)環(huán)控制

采樣電阻檢測(cè)輸出電流并通過(guò)電流檢測(cè)放大器得電流反饋信號(hào)。接到UC3525的內(nèi)部誤差放大器反相輸入端的1腳，與Uip進(jìn)行比較。UC3525的9腳為反饋補(bǔ)償端。

（3） 有限雙極性控制

UC3525的4腳為同步信號(hào)輸出，該信號(hào)作為D觸發(fā)器U3的時(shí)鐘信號(hào)，U3的Q端(1腳)和 端(2腳)既可得到占空比為50％相位相差180°的兩組脈沖，Q11、Q12用于控制死區(qū)時(shí)間。

圖6 單片UC3525構(gòu)成有限雙極性控制原理圖

5 結(jié)論

通過(guò)以上設(shè)計(jì)，對(duì)高頻開(kāi)關(guān)電源控制的一些關(guān)鍵問(wèn)題得到了基本解決辦法，高頻開(kāi)關(guān)電源控制電路的實(shí)現(xiàn)，使發(fā)電廠及變電站大容量直流系統(tǒng)能夠更加可靠的運(yùn)行。

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