適用于小功率電機驅(qū)動系統(tǒng)的MOSFET逆變模塊

摘要
　　本文介紹新型的MOSFET逆變模塊，用于驅(qū)動風(fēng)扇和水泵中的小型直流無刷電機。這種功率模塊集成了6個MOSFET和相應(yīng)的高壓柵極驅(qū)動電路 (HVIC)。通過使用專門設(shè)計的MOSFET和HVIC，該模塊能提供最小的功耗和最佳的電磁兼容 (EMC) 特性。本文將探討這種逆變模塊在電機驅(qū)動應(yīng)用中所涉及的封裝設(shè)計、MOSFET和HVIC，并著重討論其中的功率損耗、電磁干擾和噪聲問題。
　　電氣設(shè)計;
　　對于小型電機驅(qū)動系統(tǒng)，MOSFET在功耗、成本和性能方面較其它功率開關(guān)管更具優(yōu)勢。MOSFET的正向特征電阻為歐姆級 (見圖1(a)) ；其導(dǎo)通損耗與漏極電流的平方成正比，當(dāng)漏極電流低于1A時，其導(dǎo)通損耗低于額定功率相同的IGBT的導(dǎo)通損耗，這是因為IGBT在通態(tài)時存在閾值電壓，該電壓隨逆變輸出功率的下降而顯著增加。大多數(shù)空調(diào)使用的風(fēng)扇電機功率在50W以下；在這個功率級別上，基于MOSFET的逆變器的效率高于IGBT。

　　至于其反向特性 (參見圖1(a))，MOSFET中固有的體二極管可充當(dāng)IGBT逆變器中的快速恢復(fù)二極管 (FRD) ；即可以通過電子擴散過程實現(xiàn)快速而平滑的恢復(fù)特性，同時節(jié)省了引線框內(nèi)芯片的占用空間。由于MOSFET比一般FRD尺寸大，其反向壓降小，而且在柵極為高時，該壓降甚至?xí)?，這是因為MOSFET溝道本身就允許雙向電流。MOSFET的另一個優(yōu)勢是其耐用強度。它比IGBT的耐用強度高；與額定功率相同的其它器件相比，具有更寬的安全運行區(qū) (SOA)。本文所介紹逆變模塊中的MOSFET在典型的運行條件 (Vcc=15V, Vdc=300V, Tc=25℃) 下，都能承受80ms的短路電流 (見圖2)。而且，在出現(xiàn)電涌時，基于MOSFET逆變器的抵御能力優(yōu)于額定電壓相同的IGBT方案，這已被開關(guān)器件的雪崩額定電壓值所證實。因此，在220V下可采用額定電壓為500V的MOSFET，而在相同條件下采用IGBT，其額定電壓則需要達到600V。但是，傳統(tǒng)的MOSFET開關(guān)速度極高。MOSFET通常用于快速開關(guān)轉(zhuǎn)換器，如AC/DC或DC/DC電源，這些應(yīng)用場合要求柵極電荷Qg盡可能少，以降低開關(guān)損耗。不過，在電機驅(qū)動應(yīng)用中，這種快速特性沒有用處，尤其是高的dV/dt值還會引起電磁干擾。穩(wěn)定性與最佳性能不易兼顧.

　　通常，增加?xùn)艠O阻抗會降低MOSFET的開關(guān)速度。在如圖3(a)所示的半橋電路中，如果高壓側(cè)MOSFET的柵極阻抗 (在HVIC中實現(xiàn)) 大，將會存在一定的短路電流；這個電流是上面那個MOSFET導(dǎo)通時的密勒電容Cgd感應(yīng)產(chǎn)生的，不嚴(yán)重時一般不會察覺。但是，正如圖3(b)所示，這種異常行為會增加逆變開關(guān)的損耗 (導(dǎo)通損耗)，并最終減弱系統(tǒng)的額定功率和穩(wěn)定性。在這樣的瞬態(tài)過程中，要降低開關(guān)速度，同時又不失穩(wěn)定性，上方那個MOSFET的V_gs應(yīng)小于閾值電壓V_th。換句話說，最好通過調(diào)節(jié)HVIC的關(guān)斷阻抗來保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，防止因電壓變化而感應(yīng)短路電流。但這會增加MOSFET的關(guān)斷dV/dt值。

　　除了穩(wěn)定性外，在確定柵極電阻時，還應(yīng)考慮空載時間和延遲時間之類的運行要求。電壓源逆變器的空載時間會降低輸出電壓的質(zhì)量，進而降低電機的轉(zhuǎn)速性能。而且，這個問題會隨開關(guān)頻率的增大而進一步惡化。消費電子應(yīng)用中的開關(guān)頻率一般在16kHz以上，這是為了防止可聽見音頻帶 (人耳可聽到的頻帶) 噪聲；系統(tǒng)開發(fā)人員一般都希望將系統(tǒng)的空載時間設(shè)計為1ms。1ms的理論極限 (控制器可設(shè)置的最小值) 可由公式 (1) 計算。

　　T_dead=max(T_off,LS-T_d(on),HS,T_off,HS-T_d(on),LS);;;;;;;; (1)
　　這里，T_d(on)為導(dǎo)通時的傳送延遲 (從輸入信號脈沖的50%起到電流達到穩(wěn)定所需的時間) ；T_off為關(guān)斷時的傳送延遲 (從輸出信號脈沖的50%起到整流換向完畢所需的時間)。下標(biāo)HS和LS分別表示高壓側(cè)和低壓側(cè)MOSFET。要滿足空載時間要求，可延長T_d(on)，即增加導(dǎo)通柵極電阻。但這種方法不適用于通過檢測直流通道電流來測量三相電流的系統(tǒng)，因為這種系統(tǒng)的一個關(guān)鍵要求是導(dǎo)通延遲要小。當(dāng)輸出脈沖寬度小于功率器件的導(dǎo)通延遲時，不能用電流檢測技術(shù)來測量逆變器的輸出電流。增大導(dǎo)通延遲會增加電流檢測的不確定性，尤其是在調(diào)制指數(shù)小的低速運行情況下。因此，增加導(dǎo)通延遲雖能縮短空載時間，但卻會減弱電機的低速性能。
　　上述問題不能通過調(diào)節(jié)某一時刻的柵極電阻來解決。為了獲得最佳的性能 (最佳空載時間、最佳延遲時間)，同時又保持穩(wěn)定性 (防止dV/dt感應(yīng)出短路電流)，必須針對電機定 制MOSFET。除調(diào)節(jié)柵極電阻外，還需要優(yōu)選MOSFET的Q_g和V_th。在本文介紹的逆變模塊中，MOSFET的Q_g比值 (即Q_gd/Q_gs) 被設(shè)置為2.0左右，以防止在最壞的情況下出現(xiàn)短路電流。根據(jù)這個電荷值確定出適合的柵極電阻范圍。功率MOSFET的延遲時間是Vth的對數(shù)函數(shù)。因此，V_th的變化范圍對確定最壞情況的延遲時間和空載時間有很大作用。在滿足這些要求的同時，輸出電壓變化 (dV/dt) 應(yīng)當(dāng)小，以降低電磁干擾。圖1(a)和(b)所示的開關(guān)特性是滿足如下條件時測試的結(jié)果：dV/dt=2kV/ms，空載時間=1.0ms，導(dǎo)通延遲時間=2.5ms (延遲時間是在最壞的運行情況下，并考慮柵極電阻和其它器件參數(shù)的離差后，從輸入信號脈沖中心到建立電流穩(wěn)定所需的時間)。我們已通過適當(dāng)選擇柵極導(dǎo)通電阻和閾值電壓達到了這些條件。
　　除了這些可預(yù)先確定的特性外，用戶還可控制模塊的開關(guān)速度。象其它SPM系列一樣，本文介紹的這種模塊在高壓側(cè)MOSFET上提供開放源極輸入端，允許用戶加入自己的阻抗單元來控制高壓側(cè)MOSFET的開關(guān)速度，從而在開關(guān)損耗與電磁干擾之間作出最佳平衡。

　　應(yīng)用方面的考慮
　　圖4給出了本模塊的一個應(yīng)用示例。在圖4(a)和(b) 的模擬中，假設(shè)結(jié)區(qū)溫度Tj保持為125℃；該溫度為本模塊的最大工作結(jié)區(qū)溫度。通過這項模擬，肯定當(dāng)模塊外殼溫度控制在100℃并采用空間向量調(diào)制 (SVPWM) 時，輸出功率可大于Pout=100W，并允許Pd=16W的功率損耗。根據(jù)這些信息，我們利用一臺130W BLDC電機(正弦反電動勢) 和圖4(c)所示的電路，對模塊的額定功率進行驗證實驗。實驗中采用的散熱片有效表面積約為100cm2。采用該散熱片后，模塊在20kHz SVPWM下可向電機輸出150W的功率；熱功耗為12W。而此時模塊的外殼溫度為86℃，MOSFET結(jié)區(qū)溫度為104℃，環(huán)境溫度27℃。在同樣條件下采用圖4(d)所示的非連續(xù)PWM時，由于有效開關(guān)頻率降低，模塊的功耗可達到8W，而逆變器效率可達到95%。此時，模塊的外殼溫度為62℃，結(jié)區(qū)溫度為82℃(已考慮電機鐵芯的損耗)，逆變器的損耗為整個系統(tǒng)功耗的27%。