電流控制技術(shù)和斜坡補(bǔ)償

四、電流控制技術(shù)及斜坡補(bǔ)償的應(yīng)用

1. 平均電流法Ｂｏｏｓｔ電路設(shè)計(jì)實(shí)例

設(shè)計(jì) 1200Ｗ功率因數(shù)校正電路,采用Ｂｏｏｓｔ電路的拓?fù)?平均電流法的控制電路,ＵＣ3854ＢＮ的控制芯片。
電路參數(shù)如下:

輸入電壓:Ｖin=220Ｖ±25%(165Ｖ～275Ｖ);

直流輸出電壓:Ｖo=410Ｖ;

開(kāi)關(guān)頻率:fs=80ｋＨｚ;

功率因數(shù):PF>0.993;

效率:?>0.95;

電感:L=600μＨ;

檢測(cè)變壓器變比:1∶100;

檢測(cè)電阻:15O。

①電流環(huán)設(shè)計(jì)為了穩(wěn)定運(yùn)行,須進(jìn)行電流環(huán)相位補(bǔ)償。

電流環(huán)補(bǔ)償后在開(kāi)關(guān)頻率附近提供平穩(wěn)增益。在低頻的零點(diǎn)響應(yīng)提供高增益完成平均電流控制工作。在開(kāi)關(guān)頻率附近誤差放大器的增益要配合電感電流的下降沿。本設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)頻率為80KHz,單位增益交越頻率應(yīng)為14KHz(1/6 開(kāi)關(guān)頻率),但本電流環(huán)的主要工作是跟蹤線電流,故10KHz 的帶寬是合適的值。電流環(huán)的零點(diǎn)必須設(shè)置在交越頻率上,或低于交越頻率處。如設(shè)置在交越頻率上,相位裕度有45°,低于交越頻率則相位裕度更大點(diǎn)。45°的相位裕度的系統(tǒng)工作穩(wěn)定、低過(guò)沖、干擾小,所以將零點(diǎn)設(shè)置在略低于交越頻率處(fs 為10KHz)。當(dāng)極點(diǎn)高于開(kāi)關(guān)頻率的1/2 時(shí),極點(diǎn)不會(huì)影響控制環(huán)的頻率響應(yīng)。為了減少對(duì)噪聲的敏感性,極點(diǎn)通常設(shè)置在開(kāi)關(guān)頻率附近。本設(shè)計(jì)設(shè)置極點(diǎn)在開(kāi)關(guān)頻率處(fp 為80ｋＨｚ)。設(shè)計(jì)電流環(huán)的過(guò)程為先算出零點(diǎn)時(shí)功率部分的增益,而功率部分增益乘以電流放大器增益為整個(gè)電流環(huán)增益,整個(gè)電流環(huán)的增益為1 時(shí)算出電流放大器的交越頻率(即零點(diǎn)),并且在交越頻率處電流環(huán)的增益是功率部分增益的倒數(shù),由此算出電流環(huán)的增益,由該增益算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻,由電阻和零點(diǎn)頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)電容,再由極點(diǎn)頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)電容。具體計(jì)算過(guò)程為:電感電流的下降沿=(Ｖo-Ｖin)/Ｌ;最壞情況(Ｖin=0),電感電流的下降沿=Ｖo/Ｌ;晶振坡度=Ｖs/Ｔs=Ｖsｆs。

因?yàn)殡娏鞣糯笃鞯妮敵霾荒艽笥诰д竦妮敵?即電感電流的坡度不能大于晶振的坡度,所以電流放大器的增益最大時(shí)PWM 比較器的兩個(gè)輸入端信號(hào)相等,此時(shí)為:

s而零點(diǎn)處功率部分的增益為：

因?yàn)榻辉筋l率處整個(gè)電流環(huán)為單位增益，所以電流環(huán)增益為1，電流環(huán)增益及交越頻率為：

即交越頻率為開(kāi)關(guān)頻率的

ca G ——電流放大器的增益

id G ——功率部分的增益

se V ——晶振峰峰值

rs V ——檢測(cè)電阻電壓

ca V ——電流放大器輸出電壓

sense R ——檢測(cè)電阻

i R ——從電流檢測(cè)到電流放大器的反向輸入端

電流環(huán)的增益圖(圖13)和電流誤差放大器的電路圖(圖14)如下所示。

圖 13 電流環(huán)波特圖

圖 14 電流環(huán)誤差放大器

②電壓環(huán)設(shè)計(jì)為了工作穩(wěn)定,必須進(jìn)行電壓環(huán)補(bǔ)償。

與穩(wěn)定性相比,功率因數(shù)校正電路電壓環(huán)更需要的是保持輸入線電流畸變小。電壓環(huán)的帶寬必須設(shè)計(jì)得足夠低以衰減輸出電容上的工頻2 次諧波;電壓誤差放大器也必須有足夠的相位裕度以在相位上跟蹤輸入電流,使功率因數(shù)提高。Ｂｏｏｓｔ電路輸出部分的低頻模式是電流源驅(qū)動(dòng)電容的一階電路,功率部分和電流反饋環(huán)組成該電流源,輸出電容
組成該電容,該模式具有-20ｄＢ/十倍頻的增益特性。如果電壓反饋環(huán)在這附近閉合,它將有恒定的增益并且穩(wěn)定,但在抑制2 次諧波引起的畸變方面性能差,放大器需要一個(gè)極點(diǎn)以減少紋波電壓增益,并且使相移為90°,由此找到單位增益交越頻率和極點(diǎn)位置。電壓環(huán)的設(shè)計(jì)與要達(dá)到的ＴＨＤ有關(guān),電壓誤差放大器輸出端產(chǎn)生的1.5%的2 次諧波將在電路輸入端產(chǎn)生0.75%的3 次諧波。

因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)中要求ＴＨＤ不大于3%,允許分配給電壓誤差放大器的輸出紋波比例是1.5%。為了提供足夠的相位裕度,極點(diǎn)設(shè)置在交越頻率上,整個(gè)回路增益將在45°的相位裕度。電壓環(huán)部分的設(shè)計(jì)從計(jì)算輸出電容上允許的 2 次諧波電壓開(kāi)始,再計(jì)算電壓放大器允許的輸出2 次諧波,及由此算出電壓放大器的2 次諧波增益值,由該增益值可以算出電壓環(huán)的補(bǔ)償電容。功率部分的增益和電壓環(huán)的增益組成整個(gè)電壓環(huán)的增益,整個(gè)電壓環(huán)的增益為1 時(shí)算出交越頻率。再由交越頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻。計(jì)算方式如下:

當(dāng) q=24 時(shí),k0.105 將確保軟開(kāi)關(guān)。當(dāng)Ｔroff(1-Dmax)Tｓ=0.1Ｔｓ時(shí),Troff 最小。當(dāng)q=24時(shí),k0.09。兼顧考慮,應(yīng)?。?0.09;

③ Lr=6.5μＨ,其值根據(jù)ｋ求得;

④ Ls=30μＨ,確定Ｌｓ值最直接的方法是要求Ｖr 工作范圍滿足Ｖ/10ＶｒＶ/2。Ｌｓ值大小的選擇應(yīng)確保在所有的輸入電壓范圍內(nèi)Tron 和Troff都是有效的,并且采用PFC 時(shí)達(dá)到最小的電壓應(yīng)力;

⑤ Cs=2μＦ,在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)ＣS 可被看作是相對(duì)恒定的值。這樣可保證Ls 和Cs 的諧振周期是開(kāi)關(guān)周期的若干倍。
2.峰值電流控制芯片UC3846 進(jìn)行斜坡補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)舉例

主電路拓?fù)洳捎秒p管正激電路

UC3846 的斜坡補(bǔ)償選擇電路根據(jù)峰值電流控制的電路圖可以看到,加入斜坡補(bǔ)償有兩種方法,一種是將斜坡補(bǔ)償信號(hào)加到電流檢測(cè)信號(hào)中,前一種實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單,但由于斜坡補(bǔ)償信號(hào)的加入,有可能在實(shí)現(xiàn)電流限制功能時(shí)產(chǎn)生誤差。
第二種方法實(shí)現(xiàn)時(shí)必須滿足兩個(gè)條件:①在開(kāi)關(guān)頻率附近,電壓放大器的增益必須為一個(gè)固定的常數(shù)Ｒ1/Ｒ2;②當(dāng)射極斜坡補(bǔ)償時(shí),電流放大器和電壓放大器都必須考慮進(jìn)去。參數(shù)選擇采用單端正激電路設(shè)計(jì)1000Ｗ通信電源,以UC3846 作為控制芯片,交流輸入165～275Ｖ;輸出50V,20A;工作頻率80k Hz;匝比8/1（Np/Ns）,檢測(cè)電阻Rsense=0.4O;輸出電感
L=40uH;晶振電容CT=1nF;死區(qū)時(shí)間0.145us。