單級功率因數(shù)校正開關(guān)電源原理介紹

2.1單級PFC變換器基本電路

單級PFC變換器通常由升壓型PFC級和DC-DC變換器組合而成。其中的DC-DC變換器又分為正激式和反激式兩種類型。圖2所示為基本的單級隔離型正激式升壓PFC電路。兩部分電路共用一個開關(guān)（Q1），通過二極管D1的電流為儲能電容C1充電，D2在Q1關(guān)斷時防止電流倒流。通過控制Q1的通斷，電路同時完成對AC輸入電流的整形和對輸出電壓的調(diào)節(jié)。

由于全波橋式整流電路輸入連接AC供電線路，瞬時輸入功率是隨時變化的，欲得到穩(wěn)定的功率輸出，要依靠儲能電容實現(xiàn)功率平衡。對于DC-DC變換器，通常在連續(xù)模式（CCM）下工作，占空因數(shù)不隨負(fù)載變化。而全橋整流輸出電壓與負(fù)載大小無關(guān)，當(dāng)負(fù)載減輕時，輸出功率減小，但PFC級輸入功率同重載時一樣，使充入C1的能量等于從C1抽取的能量，引起直流總線電壓明顯上升，C1上的電壓應(yīng)力往往達(dá)1000V以上，對開關(guān)器件的耐壓要求非常高。由于開關(guān)器件的電壓高，電流應(yīng)力大，開關(guān)損耗大，并且功率從輸入到輸出要經(jīng)兩次變換，故效率低。

2.2改進(jìn)型單級PFC變換器電路

為降低儲能電容上的高壓和變換器效率，必須對圖2所示的單級PFC基本電路拓?fù)溥M(jìn)行改進(jìn)。

一種用變壓器雙線組實現(xiàn)負(fù)反饋的單級PFC變換器電路如圖3所示。N1和N2繞組為變壓器T1的耦合繞組。

當(dāng)開關(guān)Q1導(dǎo)通時，電壓VC1施加到T1初級繞組。當(dāng)經(jīng)整的電壓大于N1上的電壓時，升壓電感器L1上才會有電流通過。當(dāng)Q1截止時，加在L1上的反向電壓為VC1與N2上的電壓VN2之和減去輸入電壓。N1和N2兩個耦合線圈的加入，提供了負(fù)反饋電壓，減輕了C1上的電壓應(yīng)力，提高了效率。但是，加入N1和N2后，會降低功率因數(shù)，增加電流諧波含量。如果在D2與N1之間加入一個電感，使輸入電流工作在CCM，C1上的電壓還可以降低。在圖3中。要求N1+N2。

圖4示出了帶低頻輔助開關(guān)的CCM單級PFC變換器電路。Q1為主開關(guān)，Q2為輔助開關(guān)。在輸入電流過零附近，Q2導(dǎo)通，使附加繞組N1短路，當(dāng)輸入電壓大于某一值時，Q2關(guān)斷。由于Q2在輸入電壓很小時才會導(dǎo)通，其余的時間阻斷，流過Q2的電流很小，Q2的功率損耗也就很小。這種電路拓?fù)渑c圖3電路比較，減小了輸入電流的諧波含量，提高了功率因數(shù)和效率，降低了電容(C1)上的電壓。

圖5所示為帶有源鉗位和軟開關(guān)的單級隔離式PFC變換器電路。圖中，Q1為主開關(guān)，Q2為 開關(guān)，C1為儲能開關(guān)，C2為鉗位電容，Cr為Q1、Q2和電路中寄生電容之和。電路的升壓級工作在DCM，從而保證有較高的功率因數(shù)。反激式變換器級設(shè)計工作在CCM，從而避免了產(chǎn)生較高的電流應(yīng)力。電路采用有源鉗位和軟開關(guān)技術(shù)來限制開關(guān)MOSFET的電壓應(yīng)力。存儲在變壓器漏感中的再生能量，為主開關(guān)Q1和輔助開關(guān)Q2提供了軟開關(guān)條件，從而減少了開關(guān)損耗，提高了變換器效率。Q1和Q2采用同一控制電路和驅(qū)動電路，從而使拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡化。

3、 基于Flyboost模塊的單級PFC AC-DC變換器

基于Flyboost模塊的單級PFC AC-DC變換器電路如圖6所示。該變換器建立在反激式升壓拓?fù)浠A(chǔ)上，工作狀態(tài)分反激式變壓器狀態(tài)和升壓狀態(tài)兩個工作狀態(tài)。若Vin(t)為Ac輸入電壓的瞬時值，Vc1為儲能電容C1上的電壓，n為變壓器T1的電壓比，在反激式變壓器狀態(tài)的一個開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)開關(guān)Q1導(dǎo)通時，T1被充電，儲存能量；當(dāng)Q1截止時，由于(Vin(t))(Vc1-nVo)，D6不能導(dǎo)通，儲存在T1中的能量全部傳送到輸出端。在這種工作狀態(tài)，全橋整流輸出端的變換器輸入電流lin波形為直角三角形，平均輸入電流lin(avg)為：

（1）