同步整流技術(shù)及其在DC/DC變換器中的應用

（b）UIN=48V

（c）UIN=36V

圖4 3種磁復位波形

圖4（a）給出了當輸入電壓為72V時的漏極電壓波形。在輸出整流管上并聯(lián)2.2nF的復位電容，可滿足滿載情況下的需要。初級繞組上的箝位電容取47pF。圖中的T表示開關(guān)周期，D為占空比，tON=DT為DPA－Switch的導通時間。在tON時間段，高頻變壓器的正向磁通量增大，漏極電壓達到最小值。在tRZ時間段高頻變壓器被復位，儲存在高頻變壓器中的全部能量接近于零，漏極電壓達到最大值。在tRN時間段，高頻變壓器的負向磁通量增大，此時復位電容和箝位電容向變壓器電感放電。在tVO時間段內(nèi)磁通量保持為負值，此時高頻變壓器初級繞組的電壓為零，這是因為漏極電壓與輸入電壓大小相等（都是72V）而極性相反，互相抵消了。在tVO時間段，負向磁感應電流通過次級繞組。

圖4（b）給出了當直流輸入電壓為48V時的漏極電壓波形。隨著輸入電壓的降低，占空比開始增大。在tRZ及tRN時間段內(nèi)的情況與輸入電壓為72V時的情況相同，但在tVO時間段高頻變壓器中的能量接近于零。

圖4（c）給出了當輸入電壓為36V時占空比進一步增大的情況。由于漏極電壓在tRZ階段達到峰值，所以高頻變壓器的磁通量已復位到零。當DPA－Switch開啟時它的漏極電壓在負向磁通區(qū)域內(nèi)。在正常工作情況下漏極電壓的峰值應低于150V。這個漏極峰值電壓是由漏感和電感復位時所提供的。

2.3 箝位電路

當功率MOSFET由導通變成截止時，在開關(guān)電源的一次繞組上就會產(chǎn)生尖峰電壓和感應電壓。其中的尖峰電壓是由高頻變壓器漏感（即漏磁產(chǎn)生的自感）而形成的，它與直流高壓UI和感應電壓UOR疊加后很容易損壞MOSFET。為此，必須增加箝位保護電路，對尖峰電壓進行箝位或吸收。箝位電路分無源箝位、有源箝位兩種。無源箝位電路主要有以下4種設計方案：

1）利用瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）和超快恢復二極管（SRD）組成的箝位電路；

2）利用阻容元件和超快恢復二極管組成的R、C、SRD箝位電路；

3）由阻容元件構(gòu)成RC吸收電路；

4）由幾只高壓穩(wěn)壓管串聯(lián)而成的箝位電路，專門對漏－源電壓uDS進行箝位。

上述方案中以1）的保護效果最佳，能充分發(fā)揮TVS響應速度極快、可承受瞬態(tài)高能量脈沖之優(yōu)點，方案2）次之。鑒于壓敏電阻器（VSR）的標稱擊穿電壓值（U1mA）離散性較大，響應速度也比TVS慢很多，在開關(guān)電源中一般不用它構(gòu)成漏極箝位保護電路。

有源箝位DC／DC變換器的電路如圖5所示。因電路中使用了有源器件MOSFET（V4）做箝位管，故稱之為有源箝位電路。CC為箝位電容，V3為主功率開關(guān)管。由圖5可知，當V4導通時因uGS3=0而使V3關(guān)斷。當V4關(guān)斷時uGS3使V3導通，就對由變壓器漏感產(chǎn)生的尖峰電壓起到了箝位作用。

圖5 有源鉗位DC／DC變換器的電路

3 16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的設計

下面介紹一種正激、隔離式16.5WDC／DC電源變換器，它采用DPA－Switch系列單片開關(guān)式穩(wěn)壓器DPA424R，直流輸入電壓范圍是36～75V，輸出電壓為3.3V，輸出電流為5A，輸出功率為16.5W。采用400kHz同步整流技術(shù)，大大降低了整流器的損耗。當直流輸入電壓為48V時，電源效率η=87％。變換器具有完善的保護功能，包括過電壓／欠電壓保護，輸出過載保護，開環(huán)故障檢測，過熱保護，自動重啟動功能、能限制峰值電流和峰值電壓以避免輸出過沖。

由DPA424R構(gòu)成的16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的電路如圖6所示。與分立元器件構(gòu)成的電源變換器相比，可大大簡化電路設計。由C1、L1和C2構(gòu)成輸入端的電磁干擾（EMI）濾波器，可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。R1用來設定欠電壓值（UUV）及過電壓值（UOV），取R1=619kΩ時，UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V，UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V。當輸入電壓過高時R1還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。R3為極限電流設定電阻，取R3=11.1kΩ時，所設定的漏極極限電流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A。電路中的穩(wěn)壓管VDZ1（SMBJ150）對漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復位。

圖6 16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的電路