新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析

0 引言

隨著高新技術(shù)的發(fā)展，越來越多的高精密負載對輸入電源，特別是對交流輸入電源的穩(wěn)壓精度要求越來越高。但是，由于電力供求矛盾的存在，市電電網(wǎng)電壓的波動較大，不能滿足高精密負載的要求，需要在市電電網(wǎng)與負載之間增設(shè)一臺高穩(wěn)壓精度的寬穩(wěn)壓范圍的交流穩(wěn)壓電源。

交流穩(wěn)壓電源形式有很多種，目前應(yīng)用較多的三相柱式交流穩(wěn)壓器，由于用的是機械傳動和碳刷觸點進行調(diào)節(jié)，因而存在工作壽命短、可靠性差、動態(tài)響應(yīng)慢等缺點。正在被一種無觸點多補償變壓器式交流穩(wěn)壓電源所取代。

“補償”的概念有補足和抵消兩種意思。所謂多補償變壓器式交流穩(wěn)壓電源，就是用多個（一般是2～4個）補償變壓器，將其次級串入主電路中，通過由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器組成的“多全橋”變換電路，采用有選擇的切換或通過切換串入補償變壓器的個數(shù)進行有級補償，來達到穩(wěn)壓目的。由于沒有機械傳動和碳刷，因而提高了壽命與動態(tài)反應(yīng)速度，使交流穩(wěn)壓電源的整體性能大大提高。但也存在著一些缺點，諸如只能有級調(diào)壓，調(diào)節(jié)精度不高，使用的補償變壓器及控制開關(guān)較多，電路相對復(fù)雜等。本文取其優(yōu)點、避其缺點，提出了用等脈寬調(diào)制（EPWM——equal-pulse width modulation）高頻斬波器進行補償?shù)慕涣鞣€(wěn)壓電源以供參考。它是作者曾經(jīng)研制和發(fā)表過的“PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源”的一種改進變形電路（參見電源世界2002年第1期及電源技術(shù)應(yīng)用2002年第3期），比原電路更簡單，也更合理一些。

1 工作原理

EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路如圖1所示。它是由主電路和控制電路兩部分組成的。主電路是由EPWM橋式斬波器V₁～V₄及其輸出變壓器Tr、直流整流電源V_D1～V_D4和輸出交流濾波器L_F、C_F組成。橋式斬波器通過其輸出變壓器Tr的次級串聯(lián)在市電電源與負載之間，以便對市電電壓的波動進行正、負補償。橋式斬波器輸出電壓中的諧波，由濾波器L_FC_F來濾除。橋式斬波器所需的直流電源，由取自穩(wěn)壓電源輸出端的市電電源，通過整流器V_D1～V_D4來供給。這里應(yīng)該指出的是，EPWM橋式斬波器V₁～V₄并不是工作在逆變器狀態(tài)，而是工作在橋式斬波器狀態(tài)。這是由它的EPWM工作方式、直流電源電壓波形和直流電容C_d值的大小及其功能來區(qū)分的。如圖2所示，橋式斬波器的直流電壓，不是通過電容C_d把整流電壓濾波成恒定的平滑直流電壓，而是仍然為單相橋式整流電壓的波形。直流電容C_d不再具有直流濾波功能，而只是為了創(chuàng)造一個續(xù)流通路而設(shè)置的。對于感性負載，在一個斬波開關(guān)周期內(nèi)續(xù)流的能量是很小的（由于斬波頻率較高），所以C_d的值也很小，C_d的充放電速度很快，不會影響整流電壓的上升或下降速度，使C_d上的電壓與不濾波的整流電壓波形相同。也就是說，由于電容C_d的值很小，它只允許續(xù)流電流通過，不再具有直流濾波功能，因此對整流波形不產(chǎn)生影響。這就說明橋式斬波器是工作在EPWM斬波狀態(tài)，而不是工作在逆變狀態(tài)。

圖1 EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路框圖

圖2 EPWM橋式斬波器主電路

斬波式交流穩(wěn)壓電源的控制電路，是由市電輸入電壓整流檢測電路、比較電路、EPWM電路和橋式斬波器開關(guān)V₁～V₄工作狀態(tài)的切換和觸發(fā)電路組成。在市電電壓整流檢測電路中，加入對濾波電感L_F上的電壓檢測，是為了減小濾波電感L_F的電抗對穩(wěn)壓精度的影響。

EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源工作原理如圖1所示。當市電電壓波動時，通過對市電輸入電壓u_s及濾波電感L_F上電壓的整流檢測電路，得到電壓信號U_S.L，將U_S,L與基準參考電壓U_r進行比較，得到誤差電壓ΔU。當U_S,L>U_r時（市電電壓上波動）得動＋ΔU，＋ΔU使EPWM調(diào)制器中的比較器U₂不能工作，只能使比較器U₁工作，＋ΔU通過與三角波u_c在U₁中進行比較，在＋ΔU大于三角波的部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號，此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關(guān)管V₁～V₄進行控制，在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生負補償電壓－u_co，使負載電壓U_L=U_S－U_co=U_r；當U_S,LU_r時（市電電壓下波動）得到－ΔU，－ΔU使EPWM調(diào)制器中的比較器U₁不能工作，只能使比較器U2工作，－ΔU通過反相器與三角波u_c在U₂中進行比較，在ΔU大于三角波部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號，此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關(guān)管V₁～V₄進行控制，在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生正補償電壓＋u_co，使負載電壓U_L=U_S＋U_co=U_r。

對市電電壓的正、負補償，是通過狀態(tài)切換觸發(fā)電路，切換橋式斬波器中開關(guān)管V₁～V₄的工作順序來實現(xiàn)的。如果對應(yīng)于市電的正半周讓V₁及V₄導(dǎo)通，對應(yīng)于市電的負半周讓V₂及V₃導(dǎo)通，是對市電電壓進行正補償，如圖2中的虛線路徑所示。對應(yīng)于市電正半周讓V₂及V₃導(dǎo)通，對應(yīng)于市電負半周V₁及V₄導(dǎo)通，就是對市電電壓進行負補償，如圖2中點劃線路徑所示。

采用圖2所示主電路對市電電壓波動進行補償?shù)年P(guān)鍵有兩點：一是EPWM；二是電容C_d的值要小到不影響整流電壓u_cd的變化，即使C_d小到不再具有直流濾波功能。

2 EPWM調(diào)制及正弦斬波電壓的生成

圖1所示交流穩(wěn)壓電路的EPWM，與正弦斬波電壓的生成如圖3所示。其中圖3(a)為整流器V_D1～V_D4的交流輸入電壓波形，圖3(b)為直流電容C_d上的電壓波形，圖3(c)為EPWM，圖3(d)為EPWM產(chǎn)生的橋式斬波器中開關(guān)管V₁～V₄的觸發(fā)脈沖波形，圖3(e)即為EPWM正弦斬波電壓波形，圖3(f)為Tr初級補償電壓波形。

EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出來的。其原理是采用用直流形式表示的誤差電壓ΔU與三角波電壓u_c進行比較如圖3(c)所示，在直流誤差電壓ΔU大于三角波電壓的部分產(chǎn)生出等脈寬調(diào)制脈沖，如圖3(d)所示。用圖3(d)的等脈寬調(diào)制脈沖去觸發(fā)橋式斬波器中相應(yīng)的開關(guān)管V₁～V₄，就可以在橋式斬波器的兩橋臂中點a和b之間產(chǎn)生出EPWM正弦斬波電壓波形，如圖3(e)所示。經(jīng)過濾波器L_FC_F濾波后，就可以在變壓器Tr初級得到正弦補償電壓u_ab1，如圖3(f)所示。u_ab1在Tr次級產(chǎn)生補償電壓u_co。當對市電電壓進行正補償時，補償電壓u_co與市電電壓相位相同；當對市電電壓進行負補償時，補償電壓u_co與市電電壓相位相反。圖3是針對正補償情況畫出來的，對負補償也可以畫出相應(yīng)的波形圖。

對于圖3(e)所示的EPWM正弦斬波電壓波形，為了使此波形具有半波奇對稱，和四分之一波偶對稱，以消除其傅里葉級數(shù)中的余弦項和正弦項中的偶次諧波，使載波比N=f_c/f=4k，即三角波頻率f_c為市電頻率f的4整數(shù)倍。調(diào)制比M=Δt/T_Δ=ΔU/U_cm，Δt為脈沖寬度，T_Δ=1/f_c為三角波周期、U_cm為三角波幅值，如圖3（e）所示。可知，M=Δt/T_Δ就是EPWM正弦斬波電壓波形的占空比D，即M=Δt/T_Δ=D。

(a) 整流輸入電壓

(b) 電容C_d上電壓

(c) EPWM

(d) 斬波開關(guān)驅(qū)動脈沖

(e) EPWM正弦斬波波形

(f) 補償電壓

圖3 EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的工作波形圖

載波三角波的方程式為

u_c=i=1,2,3,…（1）

當調(diào)制電平為ΔU時，可求出觸發(fā)脈沖起始點t_i和終止點t_i＋1的方程式。

由=ΔU，得到

t_i=ΔU（2）

由=ΔU，得到

t_i＋1=ΔU（3）

則脈沖寬度為

Δt=t_i＋1－t_i=ΔU（4）

式中：T_Δ=2π/N。

各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數(shù)值為

α₁=(1－D)；α₂=(1＋D)；α₃=(3－D)；α₄=(3＋D)；

……

由圖3(e)可以看出，EPWM正弦斬波電壓波形是鏡對稱和原點對稱，因此，在它的傅里葉級數(shù)中將不包含余弦項和正弦項中的偶次諧波，只包含正弦項中的奇次諧波，即

f(ωt)=b_nsinnωt n為奇數(shù)（5）