關(guān)于中、高壓變頻器的一些知識

式中：P為有功功率；S為視在功率；U為正弦電壓有效值；I為總電流有效值；I1和φ1分別為基波電流有效值及其與電壓的相角差。一般稱ν=I1/I為電流波形畸變因數(shù)，cosφ1為位移因數(shù)或基波功率因數(shù)，即這時功率因數(shù)是由電流波形畸變和基波位移兩個因素決定的。v也可表示為ν=，其中THDi=為總電流畸變率，反映電流的失真程度。

因為中、高壓變頻器都是大容量，更必須設(shè)法減少諧波對電網(wǎng)的影響，并提高功率因數(shù)。目前采用的整流電路有如下幾種形式。 31整流電路的一般多重化圖12是二重串聯(lián)聯(lián)結(jié)電路。整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形連接，構(gòu)成相位互差30°、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯(lián)的兩組整流橋。變壓器一次繞組和兩組二次繞組的匝比為1∶1∶。圖13為該電路輸入電流波形。其中圖13(c)是三角形接橋電流iab2〔波形見圖13(b)中虛線〕折算到變壓器一次側(cè)A相繞組中的電流，圖13（d)的總電流為圖13(a)的ia1和圖13(c)的之和（忽略了換相過程和直流側(cè)電流脈動）。對波形進行傅里葉分析，可以知

(b)輸入電流波形

(a)主電路圖（c）輸入電壓波形

道該電流中只含12k±1次諧波（k為正整數(shù)）。同樣，對多相整流電路，可以得出結(jié)論：以m個相位相差π/3m的變壓器二次繞組分別供電的m個三相橋式整流電路可以構(gòu)成6m相整流電路，其網(wǎng)側(cè)電流僅含6m±1次諧波。例如m=2，3，4，便分別為12相，含12k±1、18相，含18k±1、24相，含24k±1次諧波，且各次諧波的有效值與其次數(shù)成反比。位移因數(shù)則均等于cosα，α為觸發(fā)延遲角。對二極管整流橋來說，cosφ1=cosα=1。

圖6中的輸入整流器就是二重聯(lián)接電路，也稱12脈波電路，可以求得其ν=0.9886，THDi=0.1522。

32整流電路的特殊多重化

見圖8(b)結(jié)構(gòu)。這是一種輸入變壓器和電力電子部件一體化設(shè)計的電路拓撲。它利用特制的多繞組輸入變壓器和功率單元串聯(lián)的巧妙結(jié)合，由變壓器二次繞組的曲折聯(lián)結(jié)，將輸入電壓相位互相錯開。對電網(wǎng)而言形成多相負載，既能解決輸出高電壓問題，又能解決電網(wǎng)側(cè)和負載側(cè)的諧波問題。例如，對5個單元串聯(lián)聯(lián)結(jié)，變壓器需有15個二次繞組，分為5個不同的相位組，它們互差12°電角度，最終形成30脈波的二極管整流電路。理論上29次以下的諧波都可以消除，THDi1％，可獲得如圖14所示的輸入電壓電流波形。

變壓器采用延邊三角形（曲折聯(lián)結(jié)），再配以抽頭所分割段的匝比，可以實現(xiàn)任意角度的相移。例如，3個和4個單元串聯(lián)時，二次繞組相位要互差±20°、0°和±30、±15°，分別相當(dāng)于18脈波和24脈波整流，6個單元串聯(lián)則相差±25°、±15°、±5°，相當(dāng)36脈波，加上由于采用二極管整流的電壓型結(jié)構(gòu)，電動機所需的無功功率可由濾波電容提供，所以功率因數(shù)較高，基本上可保持在0.95以上。

這種多重化方案要用特制變壓器，制作較復(fù)雜，器件數(shù)量多，導(dǎo)通損耗大。

33PWM整流電路

PWM整流器不是用晶閘管，而是用全控型器件構(gòu)成，采用與逆變電路同樣的SPWM技術(shù)。圖15(a)和圖15(b)即為單相和三相電壓型PWM整流電路，通過對它的適當(dāng)控制，可以使輸入電流近似為正弦波，且電流和電壓同相位，功率因數(shù)近似為1。圖中交流側(cè)電感L用以濾波和傳遞能量，直流側(cè)電容Cdc起著濾除直流電壓上開關(guān)紋波和平衡直流輸入和輸出能量的作用。

圖16(a)、(b)、(c)分別為PWM整流器交流側(cè)單相等效電路和整流、逆變狀態(tài)下的相量圖（忽略了交

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圖14整流電路多重化輸入電壓電流波形

(c)逆變相量圖

(a)等效電路圖

(b)整流相量圖

(b)三相電路

(a)單相電路

圖15PWM整流器主電路

圖16PWM整流器交流側(cè)等效電路和相量圖

流側(cè)電路電阻），圖中分別為電網(wǎng)電勢、橋式電路交流側(cè)PWM電壓的基波分量、電感上的壓降和PWM整流器從電網(wǎng)吸收的電流，ω為電源角頻率。從相量圖可以看出，只要控制和電網(wǎng)電壓同頻，且調(diào)節(jié)它的幅值和相位，滿足圖中所示的相量關(guān)系，PWM整流器就能實現(xiàn)單位功率因數(shù)的整流或逆變，從而可實現(xiàn)能量的雙向流動。
PWM整流器也可采用三電平電路，如圖17(a)所示。同三電平PWM逆變電路一樣，相電壓有三種電平，線電壓有五種電平。在相同的開關(guān)頻率下，其輸入電流諧波比二電平電路要小得多。它不僅可做到單位功率因數(shù)，而且根據(jù)設(shè)計的功率定額富裕量，還可對連接在同一線路上的其它負載的無功功率進行補償。它同時可以進行有功功率和無功功率的雙向傳輸，實現(xiàn)電動和能量反饋的四象限傳動，如圖17(b)所示。

此外，有的還可在交流輸入加諧波濾波器/功率因數(shù)補償控制器?？傊?，通過各種措施，均可使交流側(cè)THDi5％，λ>0.95。

上述介紹的三種整流器和逆變器中，除特制變壓器多重化外，其它整流電路和逆變電路可有不同的組合，即使同種組合也可有不同的接線方案。例如圖6也可構(gòu)成圖18電路，適用于3.3kV，1250/1875/2500kVA場合。

4控制方式根據(jù)運動方程式T－TL=（TL為負載轉(zhuǎn)矩，GD2為運動系統(tǒng)的轉(zhuǎn)動慣量）可知，控制電動機電磁轉(zhuǎn)矩T便能控制轉(zhuǎn)速的變化dn/dt；而電動機的轉(zhuǎn)矩與磁通成正比。因此，控制轉(zhuǎn)矩的關(guān)鍵是要對磁通進行控制，磁通控制的效果直接影響調(diào)速系統(tǒng)的控制性能。

中、高壓變頻調(diào)速和低壓變頻調(diào)速一樣，有如下幾種控制方式。

41V/f協(xié)調(diào)控制

交流電動機的感應(yīng)電勢E=4.44Nf跡N為繞組有效匝數(shù)）。忽略定子繞組的阻抗，定子電壓U≈E=4.44Nf?。祩渲\淦德f調(diào)速時，如電壓U不變，則會影響磁通肌＠如，當(dāng)電機供電頻率降低時，若保持電機的端電壓不變，那末電機中的冀增大。由于電機設(shè)計時的磁通選為接近飽和值，嫉腦齟蠼導(dǎo)致電機鐵心飽和。鐵心飽和后將造成電機中流過很大的勵磁電流，增加銅耗和鐵耗。而當(dāng)供電頻率增加，電機將出現(xiàn)欠勵磁。因為T=CmI2′cosφ2（Cm為電機結(jié)構(gòu)決定的轉(zhuǎn)矩系數(shù)，I2′為轉(zhuǎn)子電流折算值，cosφ2為轉(zhuǎn)子功率因數(shù)），磁通的減小將會引起電機輸出轉(zhuǎn)矩的下降。因此，在改變電機的頻率時，應(yīng)對電機的電壓或電勢同時進行控制，即變壓變頻（VVVF）。

V/f協(xié)調(diào)控制可近似保持穩(wěn)態(tài)磁通恒定，方法簡單，可進行電機的開環(huán)速度控制。主要問題是低速性能較差。因為低速時，異步電動機定子電阻壓降所

圖18三電平變頻器

(a)主電路圖

(b)四象限傳動示意圖

圖17三電平PWM整流器

()

占比重增加，已不能忽略，不能認為U≈E，這時V/f協(xié)調(diào)控制已不能保持己愣ā

由于V/f協(xié)調(diào)控制是依據(jù)穩(wěn)態(tài)關(guān)系得出，因而動態(tài)性能較差。如欲改善V/f協(xié)調(diào)控制的性能，需對磁通進行閉環(huán)控制。

42矢量控制

眾所周知，直流電動機具有優(yōu)良的調(diào)速和起動性能，是因為T=CmIa，勵磁繞組和電樞繞組各自獨立，空間位置互差90°，因而己偷縭嗟緦Ia產(chǎn)生的磁通正交，如忽略電樞反應(yīng)，它們互不影響；兩繞組又分別由不同電源供電，在己愣ㄊ保只要控制電樞電流或電樞電壓便可以控制轉(zhuǎn)矩。而異步電動機只有定子繞組與電源相接，定子電流中包含勵磁電流分量和轉(zhuǎn)子電流分量，兩者混在一起（稱為耦合），電磁轉(zhuǎn)矩并不與定子電流成比例。矢量控制的思路就是仿照直流電動機的控制原理，將交流電機的動態(tài)數(shù)學(xué)方程式進行坐標(biāo)變換，包括三相至二相的變換（3/2）和靜止坐標(biāo)與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)的變換，從而將定子電流分解成勵磁分量和轉(zhuǎn)矩分量（解耦），它們可以根據(jù)可測定的電動機定子電壓、電流的實際值經(jīng)計算求得，然后分別和設(shè)定值一起構(gòu)成閉環(huán)控制，經(jīng)過調(diào)節(jié)器的作用，再經(jīng)過坐標(biāo)反變換，變成定子電壓的設(shè)定值，實現(xiàn)對逆變器的PWM控制。

矢量控制可以獲得和直流電動機相媲美的優(yōu)異控制性能。

43直接轉(zhuǎn)矩控制

直接轉(zhuǎn)矩控制也是分別控制異步電動機的轉(zhuǎn)矩和磁鏈，只是它選擇定子磁鏈作為被控制的對象，而不像矢量控制系統(tǒng)那樣選擇了轉(zhuǎn)子磁鏈，因此可以直接在定子坐標(biāo)上計算與控制交流電動機的轉(zhuǎn)矩。即通過實時檢測磁通幅值和轉(zhuǎn)矩值，分別與給定值比較，由磁通和轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器直接輸出，共同形成PWM逆變器的空間電壓矢量，實現(xiàn)對磁鏈和轉(zhuǎn)矩的直接閉環(huán)控制。它不需要分開的電壓控制和頻率控制，也不追求單相電壓的正弦，而是把逆變器和電機視為整體，以三相波形總體生成為前提，使磁通、轉(zhuǎn)矩跟蹤給定值，磁鏈逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場。

直接轉(zhuǎn)矩控制不需要坐標(biāo)變換，也不受轉(zhuǎn)子參數(shù)變化的影響，控制器結(jié)構(gòu)簡單，而仍具有良好的靜、動態(tài)性能。

44無速度傳感器矢量控制

高性能的調(diào)速系統(tǒng)均采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)。但是速度傳感器的安裝、維護及低速性能等方面的問題給系統(tǒng)帶來麻煩，甚至影響系統(tǒng)的可靠性。因而無速度傳感器的控制越來越受到關(guān)注和歡迎。問題是從易測得的定子電壓、定子電流中如何計算出與速度有關(guān)的量。目前常用的方法有：利用電機的基本方程式（穩(wěn)態(tài)或動態(tài)）導(dǎo)出速度的方程式進行計算；根據(jù)模型參考自適應(yīng)的理論，選擇合適的參考模型和可調(diào)整模型，利用自適應(yīng)算法辯識出速度；利用電機的次諧波電勢計算速度，或計算轉(zhuǎn)差頻率進行補償?shù)取?上述四種控制方式中，V/f協(xié)調(diào)控制是轉(zhuǎn)速開環(huán)控制，控制電路簡單，是使用較多的一種控制方式，常用于速度精度要求不十分嚴格或負載變動較小的場合。后三種則用于高性能的通用變頻器。通常有三種系統(tǒng)形式，即：有速度傳感器的矢量控制、無速度傳感器的矢量控制和無速度傳感器的直接轉(zhuǎn)矩控制。其中第一種控制精度高且動態(tài)性能好，但變頻器系統(tǒng)復(fù)雜，價格較貴；后二種則控制精度和性能稍遜，但變頻器系統(tǒng)較簡單，價格較便宜。

除此之外，還有一些簡化或改進的控制方式，如：有矢量演算的V/f控制、直接矢量控制（其磁通由測算而不是估算得出）等。

5結(jié)語

高壓大功率變頻器及其相關(guān)衍生產(chǎn)品是電力電子行業(yè)中尚未最后成功地解決的一個難題，也是近年來全世界范圍內(nèi)該行業(yè)競相關(guān)注的熱點，它不僅涉及大功率交流電動機的各類負載的調(diào)速和節(jié)能，而且也與其它一些關(guān)系國計民生的重點行業(yè)的技術(shù)發(fā)展與進步息息相關(guān)。