DC/DC變換器中輸出濾波器的比較
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
輸出電流10A
輸出電壓紋波33mV
開關頻率fs100kHz（PWM類變換器）；300kHz(fsmin)（諧振類變換器）
1）第1類有源箝位正激變換器，如圖6所示。
CCM工作模式下，正激變換器的輸入電壓Uin與輸出電壓Uo之間的關系可表示為
圖6有源箝位正激變換器
圖7移相控制全橋變換器
圖8互補控制半橋變換器
(a)主電路
(b)主要工作波形
Uo=D（11）
式中：n為變壓器T的匝比。
在正激變換器的設計中，Dmax的選擇不僅影響輸出濾波器的設計，而且對功率管的電壓應力也有較大的影響。出于折衷考慮，通常取Dmax為0.5。表2給出了該變換器中隨輸入電壓變化時，占空比的變化情況以及對應輸出濾波電容取為47μF理想電容(為便于比較，以下類型的變換器中，濾波電容也取為同一值)時，當滿足33mV輸出電壓紋波要求時，每一占空比所對應的濾波電感取值情況。
表2第1類的濾波器電感值匝比n=640V50V60V
占空比D0.500.400.33
電感(μH)13.3015.9617.82
2）第2類移相控制全橋變換器，如圖7所示。
CCM工作模式下，移相控制全橋變換器的輸入電壓Uin與輸出電壓Uo之間的關系可表示為Uo=D(12)
這里Dmax=0.5。表3給出了占空比和所需輸出濾波電感值隨輸入電壓變化時的對應關系。 表3第2類的濾波器電感值匝比n=1240V50V60V
占空比D0.500.400.33
電感(μH)01.332.26
3）第3類互補控制半橋變換器
如圖8(a)所示，為互補控制半橋變換器。其主電路的形式和傳統(tǒng)對稱半橋相同，只是控制方法不同，兩只功率管S1、S2在一個開關周期內交替互補導通，隨著占空比的變化，分壓電容上的電壓也相應地發(fā)生變化來保持變壓器伏秒積的平衡。該變換器的主要波形如圖8(b)所示。而且在兩管換流的死區(qū)時間內，通過變壓器的漏感和MOSFET寄生輸出電容之間的諧振，可以實現(xiàn)功率管的零電壓開通。這一拓撲的主要缺點在于對輸入電壓變化比較敏感，不適合用于輸入電壓變化范圍寬的場合。 CCM工作模式下，互補控制半橋變換器的輸入電壓Uin與輸出電壓Uo之間的關系可表示為Uo=D(1－D)(13)
這里Dmax=0.5。表4給出了占空比和所需濾波電感值隨輸入電壓變化時的對應關系。
表4第3類的濾波器電感值匝比n=640V50V60V
占空比D0.500.270.21
電感(μH)06.127.71
4）第4類多諧正激變換器
多諧正激變換器中整流級電壓諧波含量與諧振頻率和開關頻率的比值有關。輸出濾波器按最低的開
開關整流器的工裝方式
關頻率(300kHz)來設計。在此最低開關頻率處要達到濾波要求，輸出濾波電感至少取值為1.86μH。
5）第5類并聯(lián)諧振變換器
并聯(lián)諧振變換器中，全波整流方式使得整流級電壓的最低頻率提高為600kHz。這使得在最低開關頻率處要達到濾波要求時，輸出濾波電感值只需大于200nH即可。
為便于比較，設計制作電感時，均取相同的電流密度j（5A/mm2），以及相同的最大磁密Bm（0.3T），選用Philips公司的3F3磁性材料，設計結果如表5所示。
表5輸出濾波電感的鐵心大小電容C=47μF電感量(μH)鐵心尺寸
第1類17.82RM10
第2類2.26RM6
第3類7.71RM8
第4類1.86RM6
第5類0.20RM4
設計結果表明：第5類變換器所用的輸出濾波電感體積最小；第4類變換器因開關頻率較高也具有較小的輸出濾波電感。在恒頻PWM變換器中，從輸出濾波元件大小角度考慮，第2類變換器是最優(yōu)的。第3類變換器由于占空比變化范圍較寬所需的鐵心體積較大。第1類變換器所需的鐵心體積最大。
5結語
本文給出了不同的DC/DC變換器拓撲中LC輸出濾波器大小的比較分析。根據加到輸出濾波器前的整流級電壓波形，把這些DC/DC變換器劃分為5類，并從整流級電壓波形的諧波含量和頻率出發(fā)，對滿足相同技術指標條件下各類變換器中所需的輸出濾波元件進行了比較。
結果表明，移相控制全橋變換器和互補控制半橋變換器在恒頻PWM工作的DC/DC變換器中具有最小的輸出濾波器。應用全波整流方式的諧振變換器也具有較小的輸出濾波器，但存在循環(huán)能量高、開關管應力大等缺陷。本文分析結果有助于DC/DC變換器拓撲的合理選擇。
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