利用計(jì)算機(jī)設(shè)計(jì)單片開關(guān)電源的方法與步驟

（2）如上所述，高頻變壓器的設(shè)計(jì)是一個(gè)多次迭

代的過程。例如當(dāng)NP改變后，NS和NF的值也一定會(huì)按一定的比例變化。此外，在改變磁芯尺寸時(shí)，需對(duì)J、BM、δ等參數(shù)重新計(jì)算，以確信它們?nèi)栽诮o定的范圍之內(nèi)。這表明若計(jì)算結(jié)果與電子數(shù)據(jù)表格中的數(shù)值略有差異，也屬正?，F(xiàn)象，因二者迭代過程未必完全一致。

[步驟23]確定次級(jí)參數(shù)ISP、ISRMS、IRI、DSM

（1）計(jì)算次級(jí)峰值電流ISP

次級(jí)峰值電流取決于初級(jí)峰值電流以及初、次級(jí)匝數(shù)比，有公式ISP=IP×（18）

將IP=0.74A，NP=54匝，NS=5匝代入式（18），得到ISP=7.99A。

（2）計(jì)算次級(jí)有效值電流ISRMS

次級(jí)紋波電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP與初級(jí)完全相同，區(qū)別僅是對(duì)次級(jí)而言，KRP反應(yīng)的是次級(jí)電流在占空比為（1－Dmax）時(shí)的比例系數(shù)。因此，計(jì)算次級(jí)有效值電流ISRMS時(shí)，須用下面公式：ISRMS=ISP（19）

表6選擇鉗位二極管和阻塞二極管

將ISP=7.99A，Dmax=51％，KRP=0.92代入式（19），求得ISRMS=3.35A。電子表格中的計(jì)算結(jié)果為3.36A。

（3）計(jì)算輸出濾波電容上的紋波電流IRIIRI=（20）

將ISRMS=3.36A，IO=2A代入式（20），求得IRI=2.70A。

最后計(jì)算次級(jí)裸導(dǎo)線直徑，有公式DSm=·=1.13（21）

將ISRMS=3.36A，J=5.18A／mm2代入式（21），求得DSm=0.91mm。實(shí)選0.900mm的公制線規(guī)。需要指出，當(dāng)DSm>0.4mm時(shí)，應(yīng)采用0.4mm的兩股導(dǎo)線雙線并繞NS匝。與單股粗導(dǎo)線繞制方法相比，雙線并繞能增大初級(jí)繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減小磁場泄漏及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級(jí)導(dǎo)線的電阻值，降低功率損耗。

若選用三重絕緣線來繞制初級(jí)繞組，則導(dǎo)線外徑（單位是mm）的計(jì)算公式為：DSM=（22）

將b=8.43mm，M=0，NS=5匝代入式（22），求得DSM=1.69mm?？蛇x導(dǎo)線直徑DSm≥0.91mm而絕緣層外徑DSM≤1.69mm的三重絕緣線。

[步驟24]確定次級(jí)整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB

有公式：U（BR）S=UO＋UImax·（23）U（BR）FB=UFB＋UImax·（24）

將UO=7.5V，UFB=10.4V，UImax=375V，NS=5匝，NP=54匝，NF=7匝，分別代入以上兩式，求得U(BR)S=42.2V，U（BR)FB=59V。這與電子表格中給出的結(jié)果完全相同。

[步驟25]選擇鉗位二極管和阻塞二極管

見表6。對(duì)于低功率的TOP200、TOP201、TOP210型單片開關(guān)電源，可選UB=180V的瞬變電壓抑制器。

[步驟26]選擇輸出整流管

輸出整流管宜采用肖特基二極管，此類管子的壓降低、損耗小，能提高電源效率。典型產(chǎn)品有MOTOROLA公司生產(chǎn)的MBR系列。要求管子的最高反向工作電壓URM≥2U（BR）S，〔U（BR）S為整流管實(shí)際承受的最大反向峰值電壓〕；其標(biāo)稱電流IF1≥3IO(IO為最大連續(xù)輸出電流)。

肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V，僅適合做低壓、大電流整流用。當(dāng)UO≥30V時(shí)，需用耐壓100V以上的超快恢復(fù)二極管來代替肖特基二極管，此時(shí)電源效率會(huì)略有下降。

[步驟27]利用步驟23得到的IRI，選擇輸出濾波電容COUT

（1）濾波電容在105℃、100kHz時(shí)的紋波電流應(yīng)≥IRI。

（2）要選擇等效串聯(lián)電阻很低的電解電容器。等效串聯(lián)電阻的英文縮寫為ESR，符號(hào)為r0。它表示在電容器的等效電路中，與之相串聯(lián)的代表電容器損耗的等效電阻，簡稱串聯(lián)損耗電阻。輸出的紋波電壓URI由下式?jīng)Q定：

URI=ISP·r0（25）

式中的ISP由步驟23得到。

（3）為減小大電流輸出時(shí)的紋波電流IRI，可將幾只濾波電容并聯(lián)使用，以降低電容總的r0值和等效電感L0。

（4）COUT的容量與最大輸出電流IOM有關(guān)。例如，當(dāng)UO=5～24V、IOM=1A時(shí)，COUT取330μF/35V；IOM=2A時(shí)COUT應(yīng)取1000μF/35V。

[步驟28～29]當(dāng)輸出端的紋波電壓超過規(guī)定值時(shí)，應(yīng)再增加一級(jí)LC濾波器

（1）濾波電感L=2.2μH～4.7μH。當(dāng)IOM小于

1A時(shí)可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠；大電流時(shí)須選用磁環(huán)繞制而成的扼流圈。

（2）為減小L上的壓降，宜選較大些的濾波電感或增大線徑。通常可取L=3.3μH。

（3）濾波電容C取120μF/35V，要求其r0很小。

[步驟30]選擇反饋電路中的整流管

見表7。表中的URM為整流管最高反向工作電壓，U（BR）FB是由步驟24得到的，要求：

URM≥1.25U（BR）FB（26）

[步驟31]選擇反饋濾波電容

應(yīng)取0.1μF/50V的陶瓷電容器。

表7選擇反饋電路中的整流管

[步驟32]選擇控制端電容及串聯(lián)電阻

控制端電容一般取47μF/10V，普通電解電容即可。與之相串聯(lián)的電阻可選6.2Ω/0.25W。在不連續(xù)模式下可去掉此電阻。

[步驟33]按從表2中選定的那種反饋電路，選取元器件值。

[步驟34]選擇輸入整流橋

（1）整流橋的反向擊穿電壓UBR應(yīng)滿足下式要

求：UBR≥1.25Umax（27）

式中的Umax值從第步驟1得到。

（2）設(shè)輸入有效值電流為IRMS，整流橋額定的有效值電流為IBR，應(yīng)當(dāng)使IBR≥2IRMS。計(jì)算IRMS的公式如下：IRMS=（28）

式中：cosφ為開關(guān)電源的功率因數(shù)，一般為0.5～0.7。若無可信的數(shù)據(jù)，可選cosφ=0.5。