UCC3858的設(shè)計(jì)特點(diǎn)、引腳功能與電氣參數(shù)

FBL（9腳）：頻率折反電平選擇。在頻率折反開(kāi)始時(shí)，選擇電壓誤差放大器的輸出電平。關(guān)閉芯片工作可通過(guò)讓“FBL”折反電平腳低于05V來(lái)實(shí)現(xiàn)。

FBM（11腳）：最小頻率基準(zhǔn)值。用一只電阻器接在該腳與VREF端之間，即可在折反模式期間設(shè)置最小的頻率值。一旦確定了RT和CT的數(shù)值，就可用下式來(lái)求出RFBM的數(shù)值：

RFBM=〔0.857/(CT·fmin)－RT〕

該電阻將把最小折反頻率調(diào)節(jié)到fmin。該腳也合并了一種讓折反無(wú)效的功能：當(dāng)負(fù)載變化阻滯時(shí)，它能使該部分電路快速回復(fù)到正常的工作狀態(tài)。在折反無(wú)效模式時(shí)，會(huì)迫使該腳低于15V，此時(shí)集電極開(kāi)路。

GND（16腳）：接地端。所有的電壓測(cè)量都是相對(duì)于地線（零電平）為準(zhǔn)。VDD和VREF應(yīng)選用一只01μF或較大的陶瓷電容器直接對(duì)地旁路。另外定時(shí)電容器的放電電流也返回該腳，所以由CT接地的引線應(yīng)盡可能短并走直線。

IAC（1腳）：輸入交流電流。該腳輸入到模擬乘法器的是一個(gè)電流信號(hào)。乘法器設(shè)計(jì)的使該電流輸入（IIAC）到MOUT（輸出端）的失真很小。還需要一些對(duì)地旁路的噪聲濾波電容（470pF）。

MOUT（3腳）：乘法器輸出端。模擬乘法器的輸出端和電流放大器的同相輸入端被一起接到該MOUT腳。因乘法器的輸出是電流信號(hào)，該腳具有高阻抗輸入，所以放大器可構(gòu)成一個(gè)差分放大器以抑制地線噪聲。該腳電壓也用于實(shí)現(xiàn)峰值電流限制。

OUT（15腳）：柵極驅(qū)動(dòng)輸出端。PWM的輸出是一個(gè)圖騰柱式MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器。建議柵極串聯(lián)電阻器（最小5Ω），以防止柵極阻抗與輸出驅(qū)動(dòng)器之間的相互影響，它可能引起柵極驅(qū)動(dòng)的極度過(guò)沖。

RT（13腳）：振蕩器的定時(shí)電阻器。從RT接地的電阻器用于確定振蕩器的放電電流。

SYNC（10腳）：振蕩器的同步輸入端。在DC/DC變換級(jí)讓PFC同步于一后沿調(diào)制器。同步脈沖產(chǎn)生于順向調(diào)節(jié)器的正極性輸出沿，并施加在該腳。IC內(nèi)部時(shí)鐘被復(fù)位在該同步輸入的上升沿（充電升高時(shí)）。

VA玻7腳）：電壓放大器的反相輸入端。通常該腳經(jīng)一個(gè)分壓器網(wǎng)絡(luò)接到Boost變換器的輸出端。該腳也是過(guò)壓比較器的輸入，如果該腳的電壓超過(guò)315V，那么比較器的輸出則被終止。

VAO（8腳）：電壓放大器的輸出端?？鐚?dǎo)放大器的輸出可調(diào)節(jié)輸出電壓。電壓放大器的輸出在IC內(nèi)部被限制在約6V，以限制功率。它也被用于確定頻率折反模式。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)由該腳接地。

VDD（14腳）：正極性電源電壓。在正常工作時(shí)的電壓值為13V～17V，它接到一個(gè)穩(wěn)壓電源（最小提供20mA）。將VDD直接對(duì)地旁路，以便吸收電源電流尖峰，它是在對(duì)外部MOSFET柵極電容充電時(shí)所需要的。為了防止不恰當(dāng)?shù)臇艠O驅(qū)動(dòng)信號(hào)，只有當(dāng)VVDD超過(guò)較高的欠壓閉鎖門限電壓并維持高于較低的門限電平，輸出器件才能輸出信號(hào)。

VREF（4腳）：基準(zhǔn)參考電壓端。VREF是一個(gè)精密的75V電壓基準(zhǔn)輸出端。該輸出能提供10mA給周圍的電路，并由內(nèi)部限制短路電流。當(dāng)VVDD過(guò)低時(shí)，將使VREF無(wú)效，并維持在0V。為了最佳的穩(wěn)定性，用一只01μF或較大的陶瓷電容器將VREF對(duì)地旁路。

4UCC3858的應(yīng)用與電路分析

UCC3858的典型外圍應(yīng)用電路如圖3所示。它設(shè)計(jì)在低的適中功率應(yīng)用場(chǎng)合時(shí)，使功率因數(shù)校正Boost變換器的性能達(dá)到最優(yōu)化，特別是在輕負(fù)載時(shí)的效率高是關(guān)鍵性的。而UCC3858的基本電路結(jié)構(gòu)，仍類似于工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的UC3854系列控制器，但增加了幾個(gè)不同的特性。

圖3所示的典型應(yīng)用電路表明了怎樣用順向變換器來(lái)獲得最佳性能。

（1）芯片的偏置電源和起動(dòng)

采用Unitrode的BCDMOS工藝來(lái)制作UCC3858是為了實(shí)現(xiàn)最小的電源起動(dòng)電流（典型值60μA）和電源工作電流（典型值3.5mA）。這導(dǎo)致了有重要意義的較低功耗，可用小功率的充電電阻器來(lái)起動(dòng)IC，增加了輕載時(shí)的系統(tǒng)效率。較低的電源電流，配合寬的欠壓鎖定滯后（1375V導(dǎo)通，10V截止），提供既有相同起動(dòng)又有自饋電供電的工作時(shí)機(jī)，如圖3所示。

（2）輕載時(shí)的振蕩器和頻率折反

UCC3858的振蕩器可調(diào)節(jié)到與順向變換器同步工作，也可作為一臺(tái)單獨(dú)的振蕩器工作。振蕩器的簡(jiǎn)化方框圖和相關(guān)電路如圖4所示，其有關(guān)的工作波形見(jiàn)圖5。在SYNC同步腳的上升沿起動(dòng)時(shí)鐘周期，它是通過(guò)以額定的內(nèi)部電流ICHnom=19·IDIS對(duì)CT腳充電來(lái)實(shí)現(xiàn)。

一旦穿越斜坡電壓的高門限電平（45V），將設(shè)置內(nèi)部鎖定，并且CT腳開(kāi)始按一個(gè)速率（IDIS=3/RT）放電，它由接RT腳的電阻器來(lái)調(diào)節(jié)。當(dāng)沒(méi)有同步脈沖時(shí)，CT一直放電到斜坡電壓的低門限電平（10V），并調(diào)節(jié)振蕩器的自由振蕩頻率，它由式（1）給出。在作同步的應(yīng)用中，RT與CT數(shù)值選擇，應(yīng)使其自由振蕩頻率始終低于同步時(shí)的頻率。f==0.814（1）

圖3UCC3858的典型外圍應(yīng)用電路圖（原圖未做格式處理）

當(dāng)VAO下降到低于由FBL設(shè)置的門限電平時(shí)，振蕩器進(jìn)入頻率折反模式，并使同步失效。

通過(guò)減小振蕩器的充電電流可完成頻率的折反。如圖4所示，通過(guò)VAO與FBL之差調(diào)節(jié)電流Icsub，它減去用于CT充電的電流。電容器的有效充電電流由（ICHnom－Icsub）給出。為了避免變換器工作在低頻范圍（例如音頻），充電電流應(yīng)不允許過(guò)分低。變換器的最小頻率由流入FBM腳的電流Imin來(lái)調(diào)整，它設(shè)置最小的充電電流，設(shè)置所需最小頻率的RFBM數(shù)值由下式得到：RFBM=(2)

圖6示出頻率折反特性曲線。當(dāng)變換器出現(xiàn)低功率模式時(shí)，讓時(shí)間恢復(fù)正常模式工作（即回到正常的或者同步的頻率工作），它必須是最小值。在PFC電路中，所給的電壓誤差放大器的響應(yīng)是很慢的，VAO腳的變化并非是負(fù)載條件變化的最佳指示器。UCC3858提供了一個(gè)解決途徑：當(dāng)FBM被拉低到小于15V時(shí)，正常模式能瞬時(shí)恢復(fù)。

一個(gè)典型的接口應(yīng)包含順向變換器（帶有固有的緩沖和濾波）的誤差放大器的輸出端，以驅(qū)動(dòng)一只NPN開(kāi)關(guān)管，使FBM端被拉低到GND地電平（零值）。緩沖器和濾波器應(yīng)保證開(kāi)關(guān)管，僅在順向變換器的誤差放大器處于高度飽和狀態(tài)時(shí)導(dǎo)通，作為預(yù)置的飽和持續(xù)時(shí)間則由負(fù)載增加而引起的輸出電壓下降來(lái)顯示。當(dāng)仍然利用UCC3858的其它特性時(shí)，F(xiàn)BM輸入端也會(huì)永久地被拉低，使頻率折反模式完全失效。如果讓FBL腳低于05V，那么該腳也可以充當(dāng)使芯片失效的輸入端口。

圖4振蕩器框圖（原圖未做格式處理）

表2同步對(duì)Boost變換器電容器電流的影響

（3）減小電容器紋波的措施

對(duì)于DC/DC變換級(jí)采用Boost變換器的功率系統(tǒng)，使二個(gè)變換器同步是有好處的。除了諸如低噪音、穩(wěn)定性好等一般優(yōu)點(diǎn)外，固有的同步能夠大大地減小Boost電路輸出電容器上的紋波電流。圖7說(shuō)明了當(dāng)圖示PFCBoost變換器與簡(jiǎn)化的正向變換器輸入聯(lián)接在一起時(shí)，固有的同步效果。在單級(jí)開(kāi)關(guān)期間，電容器的電流取決于開(kāi)關(guān)管Q1和Q2的工作狀態(tài)，如圖8所示。

它可以看成是在兩個(gè)變換器上維持常規(guī)的后沿調(diào)制的同步方案，電容器電流的脈動(dòng)為最高值。當(dāng)Q1截止與Q2導(dǎo)通的重迭段為最大值時(shí)，可最有效地消去紋波電流。實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的方法之一是使Boost二極管D1的導(dǎo)通與Q2的導(dǎo)通同步。這種處理方式意味著：Boost變換器是用前沿脈寬調(diào)制，而正向變換器卻采用傳統(tǒng)的后沿脈寬調(diào)制。為了充分發(fā)揮容易同下級(jí)變換器同步的優(yōu)點(diǎn)，所以把UCC3858設(shè)計(jì)成一個(gè)前沿調(diào)制器，表2對(duì)由UCC3858使D1/Q2同步的電流ICBrms，與其它用于200W系統(tǒng)，且VBST=385V時(shí)，末端Q1和Q2同步導(dǎo)通時(shí)的電流ICBrms進(jìn)行了比較。

表2說(shuō)明了由于采用UCC3858促成的同步方案，Boost電容器的紋波電流在普通電網(wǎng)電壓時(shí)可減小50％左右，而在高電網(wǎng)電壓時(shí)可減小約30％。如果輸出電容值的選擇由脈動(dòng)電流來(lái)確定，那么其容量可大大地減小，或者電容器的壽命得以增加。

用另一種同步方法達(dá)到相同的紋波降低也是有可能的。這種方法就是Q1的導(dǎo)通同步于Q2的截止。然而用這種方法減小幾乎相同的紋波并維持在兩個(gè)變換器上均為后沿調(diào)制，要實(shí)現(xiàn)同步是非常困難的，并且電路會(huì)變得對(duì)噪聲敏感。

（4）基準(zhǔn)參考信號(hào)（IMULT）的產(chǎn)生

像UC3854系列那樣，UCC3858也有一個(gè)模擬計(jì)算單位（ACU），它為電流誤差放大器產(chǎn)生一個(gè)基準(zhǔn)電流信號(hào)。ACU的輸入，是與電網(wǎng)電壓的瞬時(shí)值，輸入電壓的RMS，以及電壓誤差放大器的輸出成比例的信號(hào)。但不同于傳統(tǒng)的RMS電壓檢測(cè)技術(shù)之處在于UCC3858使用了一種正在申請(qǐng)的專利技術(shù)，它簡(jiǎn)化了RMS電壓發(fā)生器，并消除了由于原先技術(shù)引起的性能退化。采用圖9中所示的新穎技術(shù)，消除了為產(chǎn)生VRMS所需要的外部雙極點(diǎn)濾波器。

換句話說(shuō)，IAC腳上的電流是被鏡像的數(shù)值，它在半個(gè)周期之中用于對(duì)外部電容器CRMS進(jìn)行充電。CRMS腳上的電壓為積分的正弦波形，并由式（3）及式（4）得出：VCRMS=·（1－cosωt)(3)VCRMS(pk)=(4)

圖5振蕩器的工作波形