開關電源控制芯片M51995及其應用

　?。?）振蕩器

　　振蕩電路的等效電路如圖3所示。CF電壓由于恒流源的充放電而呈三角波。在正常工作時

圖3振蕩器等效電路

充電電流為I1=UT－on/Ron

放電電流為I2=UT－off/Roff＋UT－on/16Ron

振蕩周期為

T=(UOSCH－UOSCL)CF/(I1＋I2)

其中（UOSCH－UOSCL）為三角波的峰峰值，UOSCH≈4.4V，UOSCL≈2.0V，UT－on≈4.5V，UT－Off≈3.5V。芯片輸出最大脈寬為三角波的上升時間，而三角波的下降時間則為死區(qū)時間。當發(fā)生過流時，斷續(xù)方式和振蕩控制電路開始工作，此時T－off端電壓依賴于VF端電壓，振蕩器的充電電流同正常工作時一樣，

充電電流為I1=UT－on/Ron

放電電流為

I2'=(UVF－UVFO)/Roff＋UT－on/16Ron

振蕩周期為

T=(UOSCH－UOSCL)CF/（I1＋I2）

其中UVF為VF端電壓，UVFO≈0.4V，

圖4正激式變換器中VF端的應用

如果UVF－UVFO0， 則 UVF－ UVFO=0；

如果UVF－UVFO>UT－Off≈3.5V，則UVF－UVFO=UT－Off。所以當UVF>3.5V時振蕩器的工作和沒有發(fā)生過流時一樣。通常使VF端電壓正比于變換器的輸出電壓，這樣當發(fā)生過流而使輸出電壓變低時死區(qū)時間也相應變長，從而進一步降低占空比。圖4顯示了正激式變換器中VF端的應用，這里RC構成低通濾波器；而在反激式變換器中可以對偏置繞組電壓進行分壓后接到VF端，因為偏置繞組電壓正比于變換器的輸出電壓。

　　（2）PWM比較鎖存部分

　　圖5為PWM比較和鎖存部分的電路圖，由圖可知A點電位為

UA=5.8－15.2k×(500·IF/B/3k)

A點電位與振蕩三角波比較后鎖存，并與從振蕩器輸出的控制信號邏輯組合后輸出。各點波形如圖6所示。故B、C、D、E各點的邏輯關系為

B=D·E，C=B·E=D·E　?。?）輸出電路

　　芯片的輸出為圖騰柱電路，以驅動MOS管。傳統(tǒng)的圖騰柱電路具有高穿透電流的缺點，可達1A，這在高頻應用時將引起較大的ICC電流和不可避免的IC受熱及噪聲電壓。M51995A使用了改進的圖騰柱電路，在不惡化性能的條件下穿透電流約為100mA。

　?。?）電流限制電路

　　在圖6中，如果A點波形和三角波的上升沿相交之前電流限制端CLM＋或CLM－的電壓超過閾值（＋200mV/－200mV），過流信號將使輸出截止并且這個截止狀態(tài)持續(xù)到下一個周期。實際上該信號控制

圖5PWM比較和鎖存

圖6PWM比較和鎖存部分各點波形