移相橋滯后橋臂實現(xiàn)零電壓開關(guān)的方法綜述

圖3 滯后橋臂并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)變換器的控制策略

模態(tài)1 S₁及S₂同時導通，濾波電感電流線性增加。

模態(tài)2 S₁關(guān)斷，原邊電流抽取S₃并聯(lián)電容C₃上的電荷，同時對S₁并聯(lián)電容充電，在充放電完畢，D₃導通。由于輸出電路電感很大，因此，流過濾波電感上的電流可以看作為一個恒流源。

模態(tài)3 在D₃導通后，就可以零電壓開通S₃。此時，變壓器原邊電壓變?yōu)榱?，副邊電壓也同時變?yōu)榱悖?個整流二極管同時導通，以維持輸出濾波電感電流。

模態(tài)4 關(guān)斷S₂，利用存儲在漏感上的能量抽取C₄上的電荷，并給C₂充電，當漏感很小，存儲在漏感中的能量不足以抽取C₄上的電荷，并給C₂充電時，D₄就不會導通，那么S₄就不能實現(xiàn)零電壓開通。為了使S₄實現(xiàn)零電壓開通，在關(guān)斷S₂前先開通S_a來建立諧振電流。

模態(tài)5 當諧振電流建立到足夠大時，同時關(guān)斷S₂及S_a，這樣有諧振電感和漏感上的能量一同提供充放電所需的能量，使得S₄實現(xiàn)零電壓開通。

模態(tài)6 當D₄導通，就可以在零電壓條件下開通S₄，輸出電流反饋到原邊流過S₃及S₄。在諧振電感上的能量經(jīng)過S₄和D_b回饋到電源。

后半個周期工作狀態(tài)跟前半個周期一樣。

本電路的優(yōu)點是：

1）滯后橋臂能夠成功地實現(xiàn)零電壓開通關(guān)斷；

2）開關(guān)的開通損耗比較低；

3）占空比丟損比較小。

本電路中，諧振電感的設(shè)計比較重要，如果諧振電感選擇得過大，就容易引起不必要的開通損耗，如果過小，又不能夠使滯后橋臂實現(xiàn)零電壓關(guān)斷。諧振開關(guān)的開通時間也要合理選擇，才能在實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓關(guān)斷的條件下又不引起過多損耗。

上面電路的主要缺點是在負載比較小的時候，實現(xiàn)超前橋臂的零電壓關(guān)斷比較困難；電路中增加了兩個諧振開關(guān)，使電路成本增大；控制電路比較復雜；諧振電路的開關(guān)是硬開關(guān)關(guān)斷，將會產(chǎn)生額外損耗；兩個諧振電路都是與同一個橋臂兩個開關(guān)管并聯(lián)，使得電路阻尼震蕩加劇。

4 一種新的并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)的零電壓開關(guān)移相全橋變換器

文獻中也提出了一種并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)的方法，是將諧振網(wǎng)絡(luò)分別與兩個橋臂的下管并聯(lián)，如圖4所示。這樣需調(diào)整一下控制方法，其控制策略如圖5所示。S₂及S₄的開通時間為DT/2，而S₁及S₃的開通時間為（1－D）T/2，占空比的調(diào)節(jié)不需要移相，只要調(diào)整S₂及S₄的驅(qū)動信號的寬度就可以實現(xiàn)。由于S₁及S₃的開通處于能量傳送過程，其并聯(lián)電容上的電荷能夠在它們開通前由原邊漏感電流和副邊耦合過來的電流抽掉，它們能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通，但S₂及S₄處于換流階段，存儲在漏感上的電流不足以使S₄或S₂的并聯(lián)電容的電壓降到零，這樣需要借助諧振電路。在S₂（S₄）導通前，打開諧振開關(guān)S_a1（S_a2），在諧振電感上建立諧振電流，當S₁（S₃）關(guān)斷時，就可以參與橋臂并聯(lián)電容的充放電。這樣電路中的4個開關(guān)管可以全部實現(xiàn)零電壓開通。在該電路中，諧振支路與主開關(guān)管并聯(lián)，可以實現(xiàn)任意較寬負載的零電壓開關(guān)。由于可以減少漏感，從而減少了占空比的丟失。有源輔助電路種類的增加，使得選擇最合適的電路并使設(shè)計達到要求成為可能。

圖4 一種新的并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)的ZVS移相全橋變換器