380/220V，100kVA UPS備用發(fā)電機(jī)組的功率調(diào)節(jié)器

在三相四線制電路中，當(dāng)三相負(fù)載不平衡時(shí)，負(fù)載電流i_La、i_Lb、i_Lc中將包含零序分量，并且它們所含的零序分量是相等的，i_o=(i_La＋i_Lb＋i_Lc)。為了使機(jī)組的輸出電流三相對(duì)稱，最直接的辦法是把三個(gè)零序分量變成機(jī)組的三相對(duì)稱輸出電流。為此，將各相負(fù)載電流減去2i_o，使各相負(fù)載電流中的i_o由正變負(fù)，并把i_o的方程式引入到各相負(fù)載電流中。這樣利用圖4所示的運(yùn)算電路，就可以將i_o分離出來，并變換成機(jī)組的輸出對(duì)稱電流。然后用各相的負(fù)載電流，減去相應(yīng)各相的機(jī)組輸出對(duì)稱電流，就可得到功率調(diào)節(jié)器的補(bǔ)償電流指令值。這樣，只須在電路中增加一個(gè)加法器和三個(gè)減法器就行了，電路的其它部分保持原樣不變。

功率調(diào)節(jié)器的補(bǔ)償電流發(fā)生電路，是由電壓型Delta PWM逆變器及其相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路和電流跟蹤控制電路組成。為了保證其有良好的補(bǔ)償電流跟蹤特性，必須將Delta逆變器直流側(cè)電容上的電壓控制為一個(gè)適當(dāng)?shù)闹?，圖4中的IC₁和IC₂就起到這個(gè)作用。圖中U_dcr是U_dc的給定值，U_dc與U_dcr之差經(jīng)IC₁、IC₂后得到調(diào)節(jié)信號(hào)ΔU_dc，將它加到瞬時(shí)有功電流的直流信號(hào)g上，就能控制直流電壓U_dc為某一給定值。在本功率調(diào)節(jié)器中，是控制U_dc=750V。為了控制U_dc=750V，所以在圖3和圖4中加入了ΔU_dc反饋信號(hào)。

此外，在圖3和圖4中的低通濾波器電路如圖5所示。其傳遞函數(shù)為

H(S)=

這是一種三階切比雪夫模擬式低通濾波器，按照?qǐng)D中給出的參數(shù)，其截止頻率為22Hz，誤差小于2.5％。

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圖 5 圖 3和 圖 4中 的 低 通 濾 波 器 電 路

3.3 不平衡負(fù)載時(shí)三相指令電流的檢出

我們以只有A相有負(fù)載R，B相和C相空載，且A相負(fù)載等于機(jī)組標(biāo)稱額定功率時(shí)的，最嚴(yán)重不平衡負(fù)載的情況為例進(jìn)行說明（見圖2）。

當(dāng)只有A相有負(fù)載R，B相和C相空載時(shí)，則流過中線的電流3i_o=i_La。若將機(jī)組輸出電流i_sa，i_sb，i_sc補(bǔ)償成三相對(duì)稱電流時(shí)，則i_La中的用來對(duì)B相和C相進(jìn)行補(bǔ)償。所以在各相的檢測(cè)電路中都將本相負(fù)載電流減去i_La作為運(yùn)算電路的輸入電流，將得到的運(yùn)算結(jié)果再被本相負(fù)載電流減去，就可以得到各相補(bǔ)償電流的指令信號(hào)。由圖4所示已知：

機(jī)組額定功率為100kVA；

i_La=I_msinωt，I_La=450A；

i_Lb=0，I_Lb=0；

i_Lc=0，I_Lc=0；

i_o=i_La，I_o==150A。

對(duì)于A相

輸入電流為i_La－i_La=I_msinωt－I_msinωt=I_msinωt，與u_sa=U_msinωt相乘后得

F_a=I_msinωtU_msinωt=I_mU_msin2ωt=I_mU_m(1－cos2ωt)

用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下g_a=I_mU_m，其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sa=U_msinωt相乘則得

i_Lap=I_mU_m·U_msinωt=I_mU_m²sinωt

令U_m²=1，則得

i_Lap=I_msinωt=i_sa

用i_La減去i_sa即可得到

=I_msinωt－I_msinωt=I_msinωt

對(duì)于B相

輸入電流為：i_Lb－i_La=0－I_msinωt=－I_msin_ωt，與u_sb=U_msin(ωt－120°)相乘后得

F_b=－I_msinωtU_msin(ωt－120°)=I_msin(ωt－180°)U_msin(ωt－120°)=－I_mU_m〔cos(2ωt－300°)－ cos(－60°)〕

用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下

g_b=－I_mU_m〔－cos(－60°)〕=I_mU_m，

其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sb=U_msin(ωt－120°)相乘則得

i_Lbp=I_mU_m·U_msin(ωt－120°)

令U_m²=1，則得

i_Lbp=I_msin(ωt－120°)=i_sb

用i_Lb減去i_sb即可得到

=0－I_msin(ωt－120°)=－I_msin(ωt－120°)

對(duì)于C相

輸入電流為i_Lc－i_La=0－I_msinωt=－I_msinωt，與u_sc=U_msin(ωt＋120°)相乘后得

F_c=－I_msinωtU_msin(ωt＋120°)=－I_mU_m〔cos(2ωt－60°)－cos(60°)〕

用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下

g_c=－I_mU_m〔－cos(60°)〕=I_mU_m，

其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sc=U_msin(ωt＋120°)相乘則得

i_Lcp=I_mU_m·U_msin(ωt＋120°)

令U_m²=1，則得

i_Lcp=I_msin(ωt＋120°)=i_sc

用i_Lc減去i_sc即可得到

=0－I_msin(ωt＋120°)=－I_msin(ωt＋120°)

由得到補(bǔ)償電流i_sac=I_msinωt

由得到補(bǔ)償電流i_sbc=－I_msin(ωt－120°)

由得到補(bǔ)償電流i_scc=－I_msin(ωt＋120°)

當(dāng)I_sac=450A×=300A，I_sbc=－450A×=－150A，I_scc=－450A×=－150A。其關(guān)系如圖2及圖6所示。

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圖 6 單 相 負(fù) 載 時(shí) 補(bǔ) 償 電 流 的 向 量 圖

3.4 采用瞬時(shí)無(wú)功理論的指令電流運(yùn)算電路

瞬時(shí)無(wú)功理論是由日本學(xué)者赤木泰文于1983年提出來的，其中包括p－q運(yùn)算法、i_p－i_q運(yùn)算法和d－q運(yùn)算法。這里只介紹一種p－q運(yùn)算法，其電路如圖7所示，圖中

C₃₂=；C_pq=

C₂₃=

但這種運(yùn)算電路檢測(cè)法的電路較復(fù)雜，所用乘法器較多，調(diào)整困難，故未采用。

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圖 7 瞬 時(shí) 無(wú) 功 理 論p－q運(yùn) 算 檢 測(cè) 電 路