基于MAX668/MAX669的升壓型DC/DC變換器的設(shè)計(jì)

34確定峰值電感電流

峰值電感電流為

ILP=ILDC＋I(xiàn)LPP/2（3）

式中：ILDC為平均直流輸入電流；

ILPP為電感峰卜邐撇ǖ緦鰲ILDC=（4）

式中：VD為肖特基整流二極管D1的正向壓降；

VSW為外部FET壓降。

當(dāng)導(dǎo)通時(shí)ILPP=（5）

式中：L為電感量。

選擇的電流飽和值應(yīng)該等于或高于計(jì)算值。

另外電感應(yīng)該有盡可能小的電阻值，該電阻的耗能為

PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL（6）

式中：RL為電感串聯(lián)等效電阻。

當(dāng)確定峰值電感電流值后，根據(jù)器件的電氣特性得知在最壞情況下的最小電流限制閾值電壓為85mV，由最大負(fù)載電流下的電感峰值電流可得電流檢測器電阻為

RCS=85/ILP(mΩ)(7)

當(dāng)峰值電感電流大于1A時(shí)，必須利用開爾文傳感器的連接型式將RCS連接在CS＋和PGND之間,PGND和GND連接在一起。

3.5功率MOSFET的選擇

需要選擇N溝道的MOSFET，在選擇時(shí)主要考慮

1）總的門極電荷Qg；

2）反向傳遞電容或電荷CRSS；

3）通態(tài)電阻RDS（ON）；

4）最大的VDS(max)；

5）最小的閾值電壓VTH(min)。

當(dāng)頻率高時(shí)，Qg和CRSS對效率的影響更大一些，為主要考慮對象。Qg同時(shí)影響器件的導(dǎo)通電流

IG=Qg×fOSC（8）

36二極管的選擇

高頻率要求選擇快速二極管，推薦使用肖特基二極管，因?yàn)槠渚哂锌旎謴?fù)時(shí)間和低的正向壓降。二極管的平均電流額定值需滿足下式計(jì)算值ID=IOUT＋（9）

二極管的反向擊穿電壓必須高于VOUT。當(dāng)輸出電壓高時(shí)，可選用硅整流管。

37輸出濾波電容

最小的輸出濾波電容為COUT(min)=（F）（10）

式中：VIN(min)為最小期望的輸入電壓。

輸出紋波主要由電容等效串聯(lián)電阻ESR決定，一般取2～3倍的COUT(min)。此時(shí)輸出紋波電壓為

VRI(ESR)=ILP×ESR（11）

38輸入電容的選擇

輸入電容CIN可以減小電流噪聲和輸入電源的電流峰值。輸入電容值主要由輸入電源的等效阻抗值決定。阻抗越大，電容值越大，一般選擇輸入電容值CIN與輸出電容值COUT相等。

39旁路電容

在REF和GND之間連接1個(gè)022μF的旁路電容，在LDO和GND之間連接1個(gè)1μF的旁路電容，在VCC和GND之間連接1個(gè)01μF的旁路電容，而且所有的旁路電容離管腳越近越好。

310補(bǔ)償電容

由于輸出波電容的等效串聯(lián)電阻ESR將在控制環(huán)中增加1個(gè)左半平面零點(diǎn)，影響穩(wěn)定性，因此在FB和GND之間需要連接一個(gè)補(bǔ)償電容CFB，CFB與反饋等效電阻作用形成一個(gè)極點(diǎn)，從而抵消ESR引起的零點(diǎn)。因此補(bǔ)償電容值為CFB=COUT×（F）（12）

式中：R2和R3為反饋電阻。

實(shí)際取值可以為計(jì)算值的50％～150％。

4結(jié)語

MAX668/MAX669可廣泛地應(yīng)用于升壓型、SEPIC、反激型和隔離型等多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在選擇運(yùn)行模式和芯片時(shí)，有幾點(diǎn)需要注意：

1）當(dāng)VIN低于27V時(shí)，必須選擇MAX669芯片且連接為自舉模式。當(dāng)輸出電壓始終不高于55V時(shí)，LDO需要與VCC短接，使LDO調(diào)壓器失效，以消除LDO的壓降。

2）當(dāng)VIN高于30V時(shí)，尤其是輸出電壓較高時(shí)，采用非自舉模式可以減少芯片靜態(tài)損耗，同樣當(dāng)VIN始終不高于55V時(shí)，LDO需要與VCC短接，使LDO調(diào)壓器失效，以消除LDO的壓降。

3）當(dāng)VIN在3.0～4.5V之間時(shí)，若連接為自舉模式，盡管增加了靜態(tài)功耗，但可以提高門極驅(qū)動(dòng)能力，減小MOSFET的通態(tài)電阻，從而提高系統(tǒng)的效率。

4）當(dāng)VIN始終高于45V時(shí)，采用非自舉模式較好，因?yàn)榇藭r(shí)若采用自舉模式，不會(huì)增加門極驅(qū)動(dòng)能力，但是額外地增加了芯片的靜態(tài)功耗。