逆變器直流側(cè)有源濾波器對(duì)不平衡與非線性負(fù)載的補(bǔ)償

摘要：介紹了一種逆變器直流側(cè)有源濾波器系統(tǒng)，這個(gè)系統(tǒng)對(duì)消除逆變器輸入端子處，由于不平衡與非線性負(fù)載引起的脈動(dòng)電流是有效的。對(duì)于三相四線逆變器，在中性線中的零序電流也同樣被消除。本系統(tǒng)具有響應(yīng)速度快、效率高的特點(diǎn)。在較高不平衡或非線性負(fù)載時(shí)，也不需要過(guò)大的容性kVA。經(jīng)分析，仿真和實(shí)驗(yàn)表明，這種直流側(cè)有源濾波器系統(tǒng)是有效的。

關(guān)鍵詞：逆變器；有源濾波器；補(bǔ)償

1引言

一項(xiàng)調(diào)查表明，很多三相變頻電源，在使用過(guò)程中都不同程度地向不平衡負(fù)載或非線性負(fù)載供電。當(dāng)逆變器帶不平衡或非線性負(fù)載時(shí)，會(huì)使直流輸入電流出現(xiàn)兩倍于逆變器工作頻率的脈動(dòng)分量。濾除這種二次諧波分量有兩個(gè)辦法；一是采用L、C無(wú)源濾波器，二是采用有源濾波器。采用無(wú)源濾波器的缺點(diǎn)是體積、重量大，價(jià)格昂貴、運(yùn)行費(fèi)用高，動(dòng)態(tài)特性和過(guò)渡過(guò)程跟蹤精度差，有時(shí)還可能引起系統(tǒng)振蕩。采用有源濾波器的優(yōu)點(diǎn)是：

——對(duì)各次諧波都能衰減，對(duì)低次諧波抑制更容易；

——能補(bǔ)償頻率變化和失真效應(yīng)，能提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度；

——濾波效果好，費(fèi)用低；

——僅對(duì)諧波（紋波）起作用，相對(duì)容量??；

——體積、重量小，效率高。

有源濾波器有兩種，一種是串聯(lián)式，另一種是并聯(lián)式，前者抑制的是紋波電壓，后者抑制的是紋波電流。并聯(lián)有源濾波器是通過(guò)把諧波源產(chǎn)生的諧波電流分離出來(lái)，用有源濾波器產(chǎn)生的電流進(jìn)行抵消達(dá)到抑制直流紋波的目的。因此，并聯(lián)有源濾波器更適合于消除不平衡負(fù)載或非線性負(fù)載引起的二次諧波電流分量。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，濾波效果非常顯著。

為了加強(qiáng)濾波效果，P.Enjeti和S.Kim在文獻(xiàn)[2]中提出采用綜合濾波技術(shù)，即對(duì)于三相三線逆變器采用L、C無(wú)源濾波與單相全橋直流并聯(lián)有源濾波兩級(jí)濾波；對(duì)于三相四線逆變器，除了采用上述兩級(jí)濾波外，又加入了一級(jí)單相半橋式直流并聯(lián)有源濾波器，形成三級(jí)濾波。

圖2三相三線逆變器的直流側(cè)有源濾波器電路

2對(duì)于三相三線逆變器

采用輸出濾波器的三相三線逆變器如圖1所示。當(dāng)采用PWM控制方式時(shí)，三個(gè)對(duì)稱開(kāi)關(guān)函數(shù)（接口信號(hào)）的傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式為

SW==（1）

采用PWM控制，當(dāng)n=3，5，7，11，13…時(shí)，可以令A(yù)n=0，逆變器輸出線電壓為

Un==Udc·（2）

式中：Udc為直流電壓。逆變器的三相輸出線電壓可以由式（2）得到，逆變器的輸入電流為

Iin=I1＋I(xiàn)2＋I(xiàn)3（3）

式中：I1=SW1·Ia；I2=SW2·Ib；I3=SW3·Ic。

因此，Iin=SW1·Ia＋SW2·Ib＋SW3·Ic（4）

式中：Ia，Ib和Ic為逆變器各相的輸出電流。對(duì)于三相三線逆變器

Ia＋I(xiàn)b＋I(xiàn)c=0（5）

對(duì)于平衡線性負(fù)載，三相電流Ia，Ib，Ic近似為幅值相同，相位相差120°的正弦波。故可以由式（4）推出逆變器的輸入電流，此電流將主要由直流分量，和與開(kāi)關(guān)頻率相同的諧波分量組成，這些高次諧波在直流環(huán)節(jié)中被有效濾除。

21不平衡負(fù)載

不平衡負(fù)載不是理想工作狀態(tài)。對(duì)于將逆變器“C相斷開(kāi)”的不平衡負(fù)載狀態(tài)（參看圖2）。顯然（6）

假定負(fù)載電流近似為正弦

IaI·sin(ωt＋θ)（7）

式中：θ為負(fù)載位移因數(shù)角。

對(duì)于這種情況，逆變器的輸入電流Iin是可以計(jì)算的。由式（6）、式（7）和式（4），當(dāng)n=1時(shí)得Iin饋cos(θ－)－cos(2ωt＋θ＋)〕（8）式（8）說(shuō)明：對(duì)于不平衡負(fù)載（如C相斷開(kāi)），逆變器的輸入電流是由直流分量·cos(θ－)，和二倍于逆變器工作頻率的脈動(dòng)分量·cos(2ωt＋θ＋)組成。脈動(dòng)分量是由不平衡負(fù)載引起的，它在直流環(huán)節(jié)電容器上產(chǎn)生環(huán)流，并構(gòu)成無(wú)功伏安。如果直流環(huán)中的電容值足夠大時(shí)，就不會(huì)出現(xiàn)直流電壓的畸變（紋波），導(dǎo)致逆變器總體性能降低。直流環(huán)中的無(wú)功伏安與逆變器輸出負(fù)載的不平衡度成正比，不平衡度越大，輸入電流的脈動(dòng)分量越大，要求直流電容的值越大，對(duì)逆變器總體性能影響越大。

對(duì)于逆變器輸出端的非線性負(fù)載（如整流器電路）引起的后果，與不平衡負(fù)載相同。

22直流側(cè)有源濾波器的濾波原理

由開(kāi)關(guān)S7～S10和電感L構(gòu)成的直流側(cè)有源濾波器電路如圖2所示。它和直流環(huán)中LoCo構(gòu)成的無(wú)源濾波器組成綜合濾波系統(tǒng)，來(lái)補(bǔ)償不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載的影響，用有源濾波器來(lái)減小LoCo無(wú)源濾波器的負(fù)擔(dān)，下面介紹直流有源濾波器的工作原理。

如圖2所示，直流有源濾波器從直流環(huán)節(jié)得到的

逆變器直流側(cè)有源濾波器對(duì)不平衡與非線性負(fù)載的補(bǔ)償

總輸入電流為：

Iin.f=I4＋I(xiàn)5（9）

假定采用前面所述的“C相斷開(kāi)”作為不平衡負(fù)載，濾波器中的開(kāi)關(guān)S7～S10組成單相全橋?yàn)V波器并采用PWM控制方式，濾波器的工作頻率和后面的逆變器工作頻率相同，則濾波器P、Q兩點(diǎn)之間的電壓為：UPQ=Bnsinn(ωt＋)（10）

對(duì)于PWM調(diào)制，當(dāng)n=3，5，7，11，13…時(shí)，可以令Bn=0。濾波器電流IPQ可以認(rèn)為接近于正弦。電壓UPQ的諧波被電感L充分衰減到零，因此當(dāng)n=1時(shí)由式（10）可得：IPQ·sin(ωt＋跡)（11）

電感L中的電阻非常小，可以認(rèn)為等于零，則IPQ滯后于UPQ接近90°。由式（4）計(jì)算濾波器的輸入電流，此電流由構(gòu)成濾波器的單相全橋逆變器獲得，即式（9）。由此可得到有源濾波器的輸入電流表示式為：Iin.f=·cos(2ωt＋2跡)（12）因此，有源濾波器對(duì)不平衡負(fù)載（例如C相斷開(kāi)）的補(bǔ)償，必須用式（12）來(lái)抵消逆變器輸入端式（8）Iin中的cos(2ωt＋θ＋)分量。當(dāng)完全補(bǔ)償時(shí)，由式（12）和式（8）中的二次諧波分量相等可得：cos(2ωt＋2跡)=cos(2ωt＋θ＋)

由此式解出=，B1=（13）2跡=θ＋，=－（14）

由此，只要有源濾波器依據(jù)式（13）和式（14）工作，就可以達(dá)到消除式（8）中二次諧波脈動(dòng)分量的目的。此時(shí)逆變器的輸入電流為Ii=Iin＋I(xiàn)in.fcos(θ－)（15）

式（15）表明，對(duì)于“C相斷開(kāi)”這樣的不平衡負(fù)載所引起的，式（8）中Iin所含的二次諧波分量，在直流輸入電流Ii中被有效地消除了，達(dá)到了補(bǔ)償目的。由于其它形式的不平衡負(fù)載或非線性負(fù)載對(duì)直流輸入電流的影響與“C相斷開(kāi)”不平衡負(fù)載相同[3]，故用直流側(cè)有源濾波器方法，同樣也可以達(dá)到補(bǔ)償目的。

直流側(cè)有源濾波器的控制電路框圖如圖3所示。采用的是兩態(tài)滯后電流跟蹤控制。把基準(zhǔn)電流Iref≡0與直流輸入電流Ii的偏差，經(jīng)高通濾波器濾掉直流分量后，作為兩態(tài)滯后比較器的輸入，由輸出來(lái)控制S7～S10的通斷，使Iin.f跟蹤消除Ii中的二次諧波分量。

23仿真結(jié)果

仿真結(jié)果如圖4、圖5和圖6所示。圖4表示的是

（b)線電流ia的波形

（c)輸入電流iin的波形

（d)輸入電流iin的頻譜

圖4圖2逆變器的電壓和電流波形