單片開關(guān)電源工作模式的設(shè)定及反饋理論分析

式中，IPRI為初級(jí)（PRIMARY）電流，它包含著峰值電流IP和脈動(dòng)電流IR。II是初級(jí)電流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏－源導(dǎo)通電壓，tON為導(dǎo)通時(shí)間。由于VD截止，初級(jí)與輸出負(fù)載隔離，因此原來(lái)儲(chǔ)存在C2上的電能就給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。此時(shí)電能以磁場(chǎng)能量的形式儲(chǔ)存在高頻變壓器內(nèi)。
在TOPSwitch關(guān)斷期間，高頻變壓器中的磁通量開始減小，并且次級(jí)繞組的感應(yīng)電壓極性發(fā)生變化，使得VD因正向偏置而導(dǎo)通。儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量就傳輸?shù)捷敵鲭娐罚环矫娼oRL供電，另一方面還給C2重新充電。次級(jí)電流就從初始值按下式衰減：

式中，IS為次級(jí)(SECONDARY)電流，IPNP／NS為次級(jí)電流的初始值。IP為初級(jí)電流在TOPSwitch導(dǎo)通結(jié)束前的峰值。UF1為輸出整流管VD的正向?qū)▔航?。tOFF是TOPSwitch的關(guān)斷時(shí)間。在TOPSwitch關(guān)斷期間，如次級(jí)電流IS衰減到零，輸出電流就由C2來(lái)提供。
TOPSwitch有兩種工作方式，這取決于關(guān)斷期間最后的IS值。若在關(guān)斷期間IS衰減到零，就工作在不連續(xù)方式。若IS的衰減結(jié)果仍大于零，則工作在連續(xù)模式。
2.2實(shí)際情況下兩種工作模式的反饋原理
在理想情況下，不考慮反饋電路中寄生元件（分布電容和泄漏電感）的影響。但實(shí)際情況下必須考慮分布電容和泄漏電感的影響，因此在工作波形中存在尖峰電壓和尖峰電流。
1）實(shí)際不連續(xù)模式的反饋原理
實(shí)際不連續(xù)模式的工作波形及簡(jiǎn)化電路原理如圖3所示。由圖3（b）可見，在不連續(xù)模式下每個(gè)開關(guān)周期被劃分成3個(gè)階段。另外，在實(shí)際電路中還存在著3個(gè)寄生元件：初級(jí)繞組的漏感LP0，次級(jí)繞組的漏感LS0，分布電容CD。其中，CD是TOPSwitch的輸出電容COSS與高頻變壓器初級(jí)繞組的分布電容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。下面專門討論這些寄生元件對(duì)電路的影響。

在階級(jí)1，隨著TOPSwitch導(dǎo)通，CD就放電。上一周期結(jié)束時(shí)儲(chǔ)存在CD上的能量ED在初始就被釋放掉。因?yàn)镋D與UCD2成正比，所以當(dāng)CD的容量較大時(shí)，電源效率會(huì)明顯降低，這在UI很高時(shí)更是如此。需要說明，在階段1因高頻變壓器正在儲(chǔ)存能量且次級(jí)繞組的電流為零，故漏感的影響可不予考慮。
在階段2，TOPSwitch關(guān)斷。上一階段中高頻變壓器儲(chǔ)存的能量傳輸給次級(jí)繞組。此時(shí)漏感LP0和LS0都試圖阻礙電流的變化。具體講，LP0是要阻礙初級(jí)電流IPRI的減少，而LS0試圖阻礙次級(jí)電流IS的增大。于是在IPRI減小和IS增大的過程中，就形成一個(gè)“交叉區(qū)”。最終結(jié)果是IPRI沿斜線降為零，其斜率由漏感LP0和初級(jí)電壓所決定；IS則沿斜線上升到峰值ISP，斜率由漏感LS0和次級(jí)電壓所決定。關(guān)鍵問題是在交叉區(qū)內(nèi)初級(jí)電流必須保持連續(xù)。當(dāng)被衰減的初級(jí)電流流過CD時(shí)，就將CD充電到UP。這個(gè)由漏感LP0產(chǎn)生的峰值電壓就疊加在UDS的波形上，形成漏感尖峰電壓，亦稱作漏－源峰值脈沖。有關(guān)系式
UDS=UI＋UOR＋UP（8）
在實(shí)際電路中利用鉗位保護(hù)電路，可將UDS鉗制在TOPSwitch的漏－源擊穿電壓額定值（700V或350V，視芯片而定）以下，避免因UP使UDS升高而損壞芯片。
在階段3，感應(yīng)電壓UOR降為零。高頻變壓器已將在階段1存儲(chǔ)的能量全部釋放掉，使漏－源電壓從階段2結(jié)束時(shí)的UDS=UI＋UOR，降低到UDS≈UI。但由于該電壓變化又通過激勵(lì)由雜散電容和初級(jí)電感構(gòu)成的諧振電路，產(chǎn)生衰減震蕩波形，并疊加到UDS波形上，直到TOPSwitch再次導(dǎo)通時(shí)才停振，因此在階段3的UDS波形出現(xiàn)了波谷與波峰。顯然，這個(gè)衰減振蕩波形對(duì)CD上的電壓和能量，起到了“調(diào)制”作用，并在下一個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，決定轉(zhuǎn)換的功率損耗。
2）實(shí)際連續(xù)模式的反饋原理
實(shí)際連續(xù)模式的反饋電路中也存在著與不連續(xù)模式相同的寄生元件，另外還需考慮輸出電路的實(shí)際特性。理想的整流管應(yīng)當(dāng)沒有正向?qū)▔航岛头聪蚧謴?fù)時(shí)間。結(jié)型整流管的反向恢復(fù)時(shí)間是由少數(shù)載流子通過二極管結(jié)點(diǎn)而產(chǎn)生的，肖特基二極管則是由結(jié)電容引起的。對(duì)于單片開關(guān)電源，推薦使用反向恢復(fù)時(shí)間極短的肖特基二極管，或者超快恢復(fù)二極管作為輸出整流管。不得使用普通低速整流管，因?yàn)楹笳卟粌H使得高頻損耗增大、效率降低，還會(huì)造成整流管的熱擊穿。
實(shí)際連續(xù)模式的工作波形如圖4所示。在階段1，TOPSwitch開始導(dǎo)通時(shí)次級(jí)仍有電流通過，這說明在導(dǎo)通瞬間，UDS=UI＋UOR，而不是UDS=0。其結(jié)果是TOPSwitch導(dǎo)通功耗比不連續(xù)模式要高一些。這是由于在分布電容CD上還存儲(chǔ)額外能量的緣故。此外，在次級(jí)繞組輸出關(guān)斷之前，還必須對(duì)次級(jí)漏感LS0充電，致使在IS增大、IPRI減小過程中又產(chǎn)生了電流交叉現(xiàn)象。一旦LS0被充好電，輸出整流管就被反向偏置而截止，使次級(jí)電流IS變?yōu)榱?，而IS的這一變化又感應(yīng)到初級(jí)繞組，導(dǎo)致初級(jí)電流波形的前沿出現(xiàn)了一個(gè)反向恢復(fù)電流峰值（尖峰電流）。該尖峰電流使初級(jí)電流瞬間突然增大，很容易造成內(nèi)部過流保護(hù)電路誤動(dòng)作。為此，TOPSwitch內(nèi)部專門設(shè)計(jì)了前沿閉鎖電路。其作用就是在TOPSwitch剛導(dǎo)通時(shí)將過流比較器輸出的上升沿封鎖180ns的時(shí)間，以便能躲過尖峰電流，防止造成誤觸發(fā)。

在TOPSwitch的關(guān)斷期間，也不存在階段3，只有階段2。在關(guān)斷的瞬間受漏感LP0和LS0的影響，初級(jí)電流和次級(jí)電流也會(huì)形成一個(gè)交叉區(qū)，這使得UDS上升到（UI＋UOR）。但與不連續(xù)模式所不同的是，感應(yīng)電壓UOR將一直存在到TOPSwitch再次導(dǎo)通為止，所以不存在UOR降到零后的時(shí)間間隔（即階段3）。