PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析

摘要：敘述了PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的基本工作原理與方法。

關(guān)鍵詞：PWM；斬波器；交流穩(wěn)壓電源

PrincipleAnalysisofaPWMChopperTypeACRegulatedPowerSupply

LIU Fengjun

Abstract:The basic work principle and method of a PWM chopper type AC regulated power supply are described.

Keywords:PWM;Chopper;ACregulator

1 引言

目前使用較多的是三相柱式電力穩(wěn)壓器，它雖然有很多優(yōu)點(diǎn)，但由于使用了機(jī)械傳動(dòng)和碳刷進(jìn)行調(diào)節(jié)，因而具有工作壽命短、可靠性差、動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間長等缺點(diǎn)，正在被無觸點(diǎn)補(bǔ)償式穩(wěn)壓電源所取代。“補(bǔ)償”具有“補(bǔ)足”和“抵消”兩種意思。所謂補(bǔ)償式穩(wěn)壓電源，就是用多個(gè)補(bǔ)償變壓器（一般是2～4個(gè)），將其次級(jí)串入主電路中，通過由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器（由光耦、觸發(fā)電路和雙向晶閘管組成的電路模塊）組成的“多全橋”轉(zhuǎn)換電路，用切換多個(gè)補(bǔ)償變壓器初級(jí)頭、尾的連接方式，來調(diào)節(jié)補(bǔ)償電壓的大小或正負(fù)進(jìn)行有級(jí)補(bǔ)償。當(dāng)市電電壓高于標(biāo)稱電壓時(shí)進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償；低于標(biāo)稱電壓時(shí)進(jìn)行正補(bǔ)償。由于去掉了機(jī)械傳動(dòng)和碳刷，因而提高了壽命、可靠性和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，使穩(wěn)壓電源的性能得到了很大的改進(jìn)。但仍然還存在一些缺點(diǎn)：如只能有級(jí)調(diào)節(jié)、調(diào)節(jié)精度不高（取決于補(bǔ)償變壓器的最小電壓，調(diào)節(jié)精度一般為2％～5％），所用補(bǔ)償變壓器個(gè)數(shù)較多，因而補(bǔ)償變壓器的“多全橋”轉(zhuǎn)換電路用的開關(guān)數(shù)也多，電路相對(duì)復(fù)雜等。本文取其優(yōu)點(diǎn)，避其缺點(diǎn)，提出了用PWM高頻斬波器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)慕涣鞣€(wěn)壓電源，使交流穩(wěn)壓器的性能得到了進(jìn)一步的提高。

2 用PWM高頻斬波器的補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源

這種穩(wěn)壓電源是采用PWM高頻斬波器產(chǎn)生的補(bǔ)償電壓uco對(duì)市電電壓的波動(dòng)（欠壓或過壓）進(jìn)行補(bǔ)償，其原理電路如圖1所示。圖中S1和S2為采用雙向晶閘管或固態(tài)繼電器的交流開關(guān)，用切換變壓器Tr的兩個(gè)初級(jí)繞組來控制補(bǔ)償電壓的方向，它的次級(jí)繞組串入主電路中，以對(duì)市電電壓的波動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償：當(dāng)市電電壓高于標(biāo)稱電壓時(shí)S2導(dǎo)通，Tr按降壓自耦變壓器方式工作，輸出反向電壓來抵消市電電壓高出的部分；當(dāng)市電電壓低于標(biāo)稱電壓時(shí)S1導(dǎo)通，Tr按升壓自耦變壓器方式工作，輸出正向電壓來補(bǔ)足市電電壓不足的部分。S3是PWM高頻斬波器開關(guān)，用來調(diào)節(jié)補(bǔ)償電壓的大小，以實(shí)現(xiàn)無級(jí)精確補(bǔ)償。由于S3工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，因而采用了由兩個(gè)IGBT反并聯(lián)組成的，而且?guī)в辛汶娏鏖_通，零電壓關(guān)斷緩沖電路的交流開關(guān)，以減少開關(guān)損耗，提高斬波效率。

由市電電壓us與基準(zhǔn)電壓ur相減的差值ΔU（直流電壓）控制PWM調(diào)制器，在載波三角波電壓小于ΔU的部分產(chǎn)生S3的正向觸發(fā)脈沖控制S3斬波。這樣，在補(bǔ)償變壓器Tr的次級(jí)就可以產(chǎn)生出補(bǔ)償電壓uco。uco的大小等于us與ur有效值之差|Us－Ur|，uco的方向取決于Us－Ur等于正還是負(fù)來決定：當(dāng)Us－Ur等于正值時(shí)S2導(dǎo)通，uco為負(fù)，當(dāng)Us－Ur等于負(fù)值時(shí)S1導(dǎo)通，uco為正，以補(bǔ)償市電電壓達(dá)到標(biāo)稱值。圖中LF、CF為交流濾波器，以濾掉補(bǔ)償電壓uco和市電電壓us中的高次諧波。

圖1 采用PWM高頻斬波器的補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓源電路原理框圖

斬波器開關(guān)S3采用的是等電位直流脈寬調(diào)制EPWM（Equipotential－PWM），EPWM觸發(fā)脈沖的形成與交流正弦電壓的PWM斬波波形如圖2所示。

圖2 EPWM調(diào)制與正弦PWM斬波波形

2.1 正弦斬波電壓的諧波分析

正弦斬波電壓的波形如圖2所示，為了使波形具有半波奇對(duì)稱，和1/4周期偶對(duì)稱，以消除其傅里葉級(jí)數(shù)中的余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，取載波比N=fc/fs=4k（式中fc為載波三角波頻率，fs為市電工頻頻率），調(diào)制比M=Δt/TΔ=ΔU/Uc（式中Δt為觸發(fā)脈沖寬度，TΔ=1/fc為載波三角波周期，ΔU為等電位直流調(diào)制電壓，ΔU=|Us－Ur|，Uc為載波三角波電壓幅值）。

載波三角波的方程式為：

uc=(1)

i=1,2,3…

當(dāng)調(diào)制電平為ΔU時(shí)，求出觸發(fā)脈沖起始點(diǎn)ti和終止點(diǎn)ti＋1的方程式為：

，

（2）

（3）

則脈沖寬度為：

Δt=ti＋1－ti=(TΔ/Uc)ΔU （4）

式中TΔ=2π/N，則各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數(shù)值為：

α1=TΔ/2－(TΔ/2)(ΔU/Uc)=π/N－M(π/N)

=π(1－M)/N；

α2=π(1＋M)/N；

α3=π(3－M)/N；

α4=π(3＋M)/N；

……

由圖2可以看出：PWM正弦斬波波形是“鏡對(duì)稱”和“原點(diǎn)對(duì)稱”，因此在它的傅里葉級(jí)數(shù)中將不包含恒定分量、余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，只包含正弦項(xiàng)中的奇次諧波，故：

f(ωt)=bnsinnωt，n為奇數(shù)（5）

式中：bn=f(ωt)sinnωtd(ωt)

對(duì)于基波，n=1，由于PWM正弦斬波波形是正弦的，即f(ωt)=Usmsinωt，所以：

b1=(sin2xdx＋sin2xdx＋…）

=sin2xdx

=（M·）=MUsm (6)

對(duì)于諧波

bn=(sinxsinnxdx＋sinxsinnxdx＋…）

當(dāng)n=KN±1，K=1,2,3…時(shí)：

bKN±1=sinxsinnxdx

=－sinKMπ (7)

當(dāng)n≠KN±1時(shí)：

bn≠KN±1=sinxsinnxdx=0

所以，當(dāng)補(bǔ)償變壓器的變比為ξ時(shí)，PWM正弦斬波電壓uch的傅里葉級(jí)數(shù)表示式為：

uch=MUsmsinωt－sinKMπsin(KN±1)ωt (8)

補(bǔ)償電壓uco的方程式為：

uco=ξMUsmsinωt－ξsinKMπsin(KN±1)ωt(9)

由式（8）中的諧波幅值sinKMπ可以算出，當(dāng)fc=10kHz，N=200，M=0.1～0.9時(shí)，基波與各次諧波的幅值如表1所示。基波和各次諧波與調(diào)制比M的關(guān)系曲線如圖3所示?？芍?，PWM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比，N越大諧波頻率越高，所需的交流濾波器LFCF的參數(shù)越小，當(dāng)N大到一定程度時(shí)，甚至只用Tr漏感及一個(gè)很小的電容CF就可以濾掉所有uco中的高次諧波。