6kV A逆變器滯環(huán)調(diào)制與單極性SPWM倍頻調(diào)制的比較
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L(>=)
=0.43mH（6）
實際電路中取電感值為0.5mH。
電路中電容的作用是和電感一起構(gòu)成一個低通濾波器，因此，在電感值確定后，就可以根據(jù)L濾波器的截止頻率來確定電容C的值。由于SPWM倍頻調(diào)制方式下，輸出諧波為開關(guān)頻率2倍及以上的高次諧波，所以可以取截止頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即
（7）
推得
C(>=)
=3.17μF（8）
實際電路中，由于器件的非理想特性、基準(zhǔn)波也非標(biāo)準(zhǔn)的正弦波以及死區(qū)對輸出波形的影響，所以，輸出波形中還包含有一定的低次諧波，C的取值必須大一些，以對這些低次諧波有一定的抑制作用，最終取電容值為16μF。
3.2 滯環(huán)調(diào)制下濾波器的設(shè)計
滯環(huán)調(diào)制下輸出濾波器的設(shè)計和單極性SPWM倍頻調(diào)制下有很大的不同。首先，滯環(huán)調(diào)制中電感電流的紋波是由滯環(huán)寬度h所決定，用電感電流的最大紋波值來確定電感值的方法并不適用。其次，滯環(huán)調(diào)制下由于開關(guān)頻率并不固定，其輸出電壓波形諧波分布廣且不含有特定頻率的諧波[3]，所以，與單極性SPWM調(diào)制下根據(jù)器件開關(guān)頻率設(shè)定輸出濾波器的截止頻率不同，其輸出濾波器的截止頻率應(yīng)該根據(jù)輸出的基波頻率來設(shè)定。本文中逆變器的輸出頻率為50Hz，取輸出濾波器的截止頻率為輸出頻率的10倍即500Hz，可得
=500（9）
從式（9）可以確定L和C的乘積值，再進(jìn)一步確定L和C的取值則多依賴于工程經(jīng)驗進(jìn)行綜合考慮。如果L值過大將使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)太慢，甚至使得電感電流追蹤不上ig的變化導(dǎo)致系統(tǒng)失調(diào)；L值過小則會增加輸出的脈動，增大損耗。C值越大輸出電壓的THD就越好，但同時也會增大逆變器的無功電流，增大損耗。工程中一般可以根據(jù)在剪切頻率附近使得
ωL≈
（10）
來確定L和C的取值。
根據(jù)式（9）和式（10），最終實際系統(tǒng)中取L為1mH，C為80μF。
3.3 輸出波形與THD
圖4和圖5是兩種調(diào)制方式下6kV·A逆變器在阻性負(fù)載下的滿載輸出波形，表1則是使用功率分析儀測得逆變器在空載、半載和滿載情況下輸出THD值，可見SPWM調(diào)制方式下的輸出THD要明顯好于電流滯環(huán)調(diào)制方式下的輸出THD值。
圖4 電流滯環(huán)調(diào)制逆變器阻性滿載輸出波形
圖5 SPWM倍頻調(diào)制逆變器阻性滿載輸出波形
表1 兩種調(diào)制方式下空載與滿載輸出THD值
| 負(fù)載 | 滯環(huán)調(diào)制 | SPWM倍頻調(diào)制 | ||
|---|---|---|---|---|
| 有效值/V | THD/％ | 有效值/V | THD/％ | |
| 空載 | 221.1 | 1.0 | 222.1 | 0.6 |
| 半載 | 219.8 | 1.2 | 219.8 | 0.7 |
| 滿載 | 217.8 | 1.3 | 218.3 | 0.7 |
4 結(jié)語
綜上所述，電流滯環(huán)調(diào)制作為一種非線性的調(diào)制方式，和SPWM倍頻調(diào)制相比，它具有穩(wěn)定性強(qiáng)和動態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點。但滯環(huán)調(diào)制的逆變器輸出波形諧波分布廣，這使得濾波器的設(shè)計困難，在相同的功率等級下，盡管使用了大得多的濾波器，滯環(huán)調(diào)制逆變器輸出波形THD值仍達(dá)到接近兩倍SPWM倍頻調(diào)制逆變器輸出波形THD的值。同時也由于諧波頻率豐富，滯環(huán)調(diào)制的輸出濾波器的工作噪聲也要比SPWM倍頻控制大得多。所以，從改善輸出波形和減小濾波器體積和噪聲角度考慮，SPWM倍頻調(diào)制顯然是更好的選擇。
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