基于TinySwitch-Ⅲ的懸浮式高壓恒流源的設計

圖3 懸浮式電流源的電路

　ZTX558和ZTX458均為英國Zetex半導體公司（Zetex Semiconductors）生產(chǎn)的高反壓晶體管。其中，ZTX558屬于PNP型高反壓晶體管，主要參數(shù)為當基極開路時集電極-發(fā)射極的反向擊穿電壓U(BR)CEO＝－400V，當發(fā)射極開路時集電極C基極的反向擊穿電壓（亦即集電結反向擊穿電壓）U(BR)CBO＝－400V，最大集電極電流ICM＝－200mA，共發(fā)射極電流放大系數(shù)hFE≤300，最大功耗PCM＝1W。ZTX458則屬于NPN型高反壓晶體管，主要參數(shù)為U(BR)CEO＝400V，U(BR)CBO＝400V，最大集電極電流ICM＝300mA，hFE≤300，PCM＝1W。

　　18～265V的交流電壓經(jīng)過VD2半波整流后，得到呈脈動直流的偏置電壓UB，加至懸浮式電流源的輸入端。該電流源能在整個輸入電壓范圍內向TNY280P的BP/M端大約提供600μA的恒定電流。首先假定該電路只用晶體管VT2，則可認為由穩(wěn)壓管VDZ1給VT2的基極提供一個參考電位UB2。由于VT2的發(fā)射結電壓（UBE2）與R5上的壓降（UR5）之和就等于穩(wěn)壓管的穩(wěn)定電壓值UZ，而當環(huán)境溫度不變時UBE2近似為恒定電壓，因此UR5也為一個固定電壓，利用R5即可設定恒流值。然而，實際上交流輸入電壓的范圍很寬，由穩(wěn)壓管提供的偏置電流的變化范圍很大，這會導致所設定的恒流值發(fā)生偏移。要克服上述難題，需要由PNP型晶體管VT1和R4再提供一個恒定的偏置電流。令VT1的發(fā)射結電壓為UBE1，通過R4所設定的恒定偏置電流IB1＝UBE1/R4。顯然，IB1不受輸入電壓變化的影響。

　　偏置電壓（UB）與總偏置電流（IB）的關系曲線如圖4所示。由圖可見，VT2在較低輸入電壓下提供恒定偏置電流IB2，而VT1在較高輸入電壓下提供恒定偏置電流IB1。具體可分為以下3種情況：

圖4 偏置電壓與總偏置電流的關系曲線

　　1 當偏置電壓UB≈50V（即整流濾波后的直流輸入電壓UI≈50V）時，由VT2給TNY280P提供恒定的偏置電流IB2，此時總偏置電流IB＝IB2。

　　2 當偏置電壓UB＞50V時，流過VT2的電流將線性地減小，而流過VT1的電流線性地增大，此時由VT1、VT2共同給TNY280P提供恒定的偏置電流，總偏置電流IB＝IB1＋IB2，其中的IB2＞IB1。

　　3 當偏置電壓達到最大值（UB＝375V）時，主要由VT1提供恒定的偏置電流，IB＝IB1＋IB2，但其中的IB1＞IB2。

　　該電路所提供的總偏置電流IB≈600μA。

　　18～265V交流輸入電壓經(jīng)過由VD1、C1和C2組成的半波整流濾波電路，獲得直流輸入電壓UI，為反激式開關電源提供高壓直流。C1、C2還與電感器L構成π形濾波器，用于降低串模電磁干擾。在高頻變壓器的一次繞組與二次繞組之間使用了Y電容C7，可濾除共模干擾。一次側鉗位電路由VD3（1N4007GP）、R1、R2和C3組成。整流管VD5采用BYV27-200型2A/200V的超快恢復二極管，其反向恢復時間trr＜25ns。輸出電壓由穩(wěn)壓管VDZ2、光耦合器PC817A中的LED壓降之和來設定。VDZ2采用4.3V穩(wěn)壓管1N5229B，LED的正向壓降近似為1V，所設定的空載輸出電壓為5.3V。

　　TNY280P采用開/關控制方式，它經(jīng)過光耦合器來接收二次繞組的反饋電壓，再通過使能或禁止內部MOSFET的開/關，使輸出電壓保持穩(wěn)定。一旦從EN/UV端流出的電流超過關斷閾值電流（115μA），將跳過開關周期；當EN/UV端流出的電流小于關斷閾值電流時，開關周期將重新使能。

　　設計要點

　　1 高頻變壓器采用EF20型鐵氧體磁心，一次繞組用Φ0.33mm漆包線繞32匝。二次繞組用Φ0.40mm漆包線繞8匝。一次繞組的電感量LP＝278μH（允許有±12%的誤差），最大漏感量LP0＝12μH。一次繞組的最低諧振頻率為1MHz。

　　2 由于該電源的輸入電壓范圍非常寬，因此一次繞組的電感量LP必須足夠小（實際選278μH），以便使TNY280P工作在連續(xù)模式的邊緣處。但是當LP較小時會導致電流上升率di/dt增大，必要時可選用TInySwitch-Ⅲ系列產(chǎn)品中輸出功率較大的芯片。

　　3 鉗位電路中R1的阻值不宜過小，否則會使空載功耗增大