APFC技術按照電感電流是否連續(xù)，可分為斷續(xù)導電模式(DCM)、連續(xù)導電模式(CCM)和介于兩者之間的臨界導電模式(CRM)。CCM模式適合于較大功率輸出，控制較復雜，且存在二極管反向恢復的問題。DCM模式的輸入電流和輸出電壓的紋波比較大，因而開關損耗比較大，同時對負載有一定的影響。CRM模式既沒有斷續(xù)導電模式那么大的器件應力，也不存在連續(xù)導電模式所具有的二極管反向恢復問題，且輸入平均電流與輸入電壓成線性關系。在中小功率(300 W以下)場合，采用臨界導電模式的功率因數校正具有比較大的優(yōu)勢。文中推出的APFC系統(tǒng)采用美國摩托羅拉公司生產的MC33262專用集成控制芯片，并使其工作于臨界導電模式(CRM)。
本文引用地址：http://www.ex-cimer.com/article/181285.htm
1 基于MC33262的APFC原理簡介
用于實現(xiàn)APFC變換器的拓撲電路有Boost變換器、反激變換器和Boost-Buck變換器等，但由于Boost電路具有：有輸入電感，可減小對輸入濾波的要求；開關器件的電壓不超過輸出電壓值；容易驅動等特殊優(yōu)點，因此其應用最為廣泛，這里的設計主要基于Boost變換器。
目前，用于實現(xiàn)臨界導電模式的控制芯片有很多，由MC33262構成的采用Boost變換器的APFC電路。MC33262原理框圖如圖1所示。
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 在圖1中，5腳是零電流檢測輸入端，接在變壓器二次側，因而檢測到的是電感電流，即外電源流入負載的電流。當電感電流為零時，ZCD的輸出翻轉，將內部的RS觸發(fā)器置“1”，7腳輸出高電平，使Q1導通。外電源通過橋式整流，使變壓器一次側和Q1導通，電流流過變壓器一次側，將電能儲存于電感中。當電感電流增大到一定值時，Q1又關斷，這也是通過RS觸發(fā)器進行控制的。1腳接PFC輸出電壓的分壓，該電壓經EMP放大后，與由3腳輸入的電壓分壓值在MULT中相乘，MULT的輸出與由4腳輸入的Q1的電流比較。
當輸入Q1的電流值大于MULT輸出的電流值時，OIC輸出電平翻轉，將RS觸發(fā)器置“0”，該電平由7腳輸出，關斷Q1。因此，MULT的輸出電流即通過Q1的電流的門限值，該門限值隨輸入電壓的變化而近似呈正弦規(guī)律變化。當Q1關斷后，變壓器一次側的電流逐漸減小，當此電流接近零時，又導致ZCD的輸出翻轉，將RS觸發(fā)器置“1”，Q1導通，重復以上過程。
當負載突然關斷、啟動或輸出端出現(xiàn)浪涌時，會出現(xiàn)輸出電壓過高的情況，這時OVC會發(fā)揮保護作用。此時，過壓保護器的輸出電平發(fā)生翻轉，將RS觸發(fā)器置“0”，關斷Q1。器件內設定的比較器門限電壓為1．08 V。欠壓鎖定的作用在于監(jiān)控電源正極電壓。當8腳的電壓Vcc低于下限值時，UVLO輸出低電平，7腳也輸出低電平，關斷Q1。定時器的作用是在電感電流下降到零時啟動Q1。
2 系統(tǒng)主要技術指標的設計
根據需要，設計了一個150 W PFC系統(tǒng)，其信號流程及信號波形如圖3所示。其主要參數為：交流輸入電壓范圍為175～265V；最大輸出功率為150 W，若Boost電路的提升電壓為400 V，則額定直流電流為375 mA；若轉換效率為η=90％，則額定輸入功率Pin=P0／η=167 W；最小開關頻率選為fmin=25 kHz；輸入偏移因子IDF=0．98；最大紋波峰一峰值為8 V。
3 電路主要參數的計算
3．1 電感L的計算
最低工作頻率條件下所需的電感值可通過式(1)求得：
式中：Vin為穩(wěn)壓輸人峰值電壓最大值；Pin為輸入功率最大值；fmin為開關頻率最小值。將主要參數代入式(1)得：
L=544μH
在該設計中取L=550μH。
3．2 輸入濾波電容的設計
輸入濾波電容的主要作用是濾除輸入端的高頻噪音，其容量很小。但如果其取值太小，很難較好地濾除輸入的高頻噪音，另一方面其取值又不能太大，否則會引起較大的輸入電壓偏移。
3．2．1 輸入濾波電容的下限值
輸入濾波電容的下限值由輸入濾波電容的最大紋波電壓決定，可用式(2)計算： 
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