DC-DC有源箝位正激拓?fù)浼夹g(shù)

一、分布式電源系統(tǒng)的演變和發(fā)展趨勢

傳統(tǒng)的功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)是集中式電源系統(tǒng),其中,單個(gè)電源從輸入交流線路向所有需要的輸出提供功率轉(zhuǎn)換。隨著電源電平的上升和負(fù)載電壓的下降,提供接近于負(fù)載的功率轉(zhuǎn)換非常重要,以便滿足穩(wěn)壓要求并減小配電損耗。分布式電源系統(tǒng)由此產(chǎn)生并占據(jù)了主導(dǎo)地位,典型的應(yīng)用例子是計(jì)算機(jī)電源。在計(jì)算機(jī)電源中,由非常接近處理器的穩(wěn)壓模塊(VRM)提供最終轉(zhuǎn)換。當(dāng)然,DPS中常見的架構(gòu)是48 V分布式電源。表1總結(jié)了集中式和分布式電源系統(tǒng)的差異。

48V架構(gòu)繼續(xù)成為電信市場的主導(dǎo),并且已經(jīng)適用于許多網(wǎng)絡(luò)和高端計(jì)算應(yīng)用中。圖1給出了48V分布式電源的架構(gòu),在系統(tǒng)前端包括具有功率因數(shù)修正(PFC)的隔離式AC-DC變換,以滿足減少諧波的要求。乍看之下,在AC-DC變換中加入PFC前端增加了系統(tǒng)的成本、復(fù)雜性和潛在效率損失。但是,通過提供預(yù)穩(wěn)壓和減小輸入端峰值電流,PFC電路實(shí)際上有助于優(yōu)化系統(tǒng)性能。在功率較低( 250 W)的情況下,系統(tǒng)的成本和性能可以通過使用安森美半導(dǎo)體的NCP1651中獨(dú)有的單級(jí)方法加以優(yōu)化[1] 。

板上電源架構(gòu)包括從48V母線進(jìn)行的隔離DC-DC轉(zhuǎn)換。盡管48V母線應(yīng)該已經(jīng)妥善穩(wěn)壓(5%),電信系統(tǒng)也要求通過電池備份進(jìn)行工作,結(jié)果導(dǎo)致板上DC-DC變換器的輸入電壓規(guī)格更寬(一般為36??72V)。處理這么寬的電壓范圍對DC-DC 變換器提出了獨(dú)特的挑戰(zhàn)。此外,電壓較低(3.3V)、電流較大(>30A)的輸出也使實(shí)現(xiàn)高效的功率轉(zhuǎn)換變得更加困難。雖然設(shè)計(jì)這些變換器是可行的,但是挑戰(zhàn)并不僅僅來自于電路設(shè)計(jì),還必須特別關(guān)注EMI、散熱和封裝問題,以獲得最優(yōu)的性能。硅技術(shù)和無源元件的進(jìn)步以及封裝和電源
圖1 48V分布式架構(gòu)

在過去幾年中,分布式電源系統(tǒng)開始根據(jù)不同的應(yīng)用而的采用了不同的形式和形狀。對于不限制使用電池備份選項(xiàng)的應(yīng)用(如網(wǎng)絡(luò)和一些電信局端的應(yīng)用)而言,12V和24V母線系統(tǒng)已被廣泛采用。使用更低的母線電壓增加了母線電流,功率較低的系統(tǒng)是可以接受的。有了分布式電源系統(tǒng),板上DC-DC轉(zhuǎn)換無需隔離,而且簡化了實(shí)現(xiàn)方法。另一方面,由于輸出電壓接近1V,從 48V到1V的轉(zhuǎn)換并不是非常有效和經(jīng)濟(jì),許多系統(tǒng)現(xiàn)在都包含中間電源架構(gòu)。

二、DC-DC變換器的設(shè)計(jì)考慮

無論分布式電源系統(tǒng)中的DC-DC變換器是否產(chǎn)生最終邏輯電壓(如3.3V 或 2.5V)或上文提及的中間母線電壓,這種類型的功率變換器均需要進(jìn)行特殊的設(shè)計(jì)考慮。這些變換器傾向于具有特殊的元件高度限制、隔離要求、效率要求和尺寸限制,這些都要求在變換器設(shè)計(jì)的方方面面都采用創(chuàng)新的方法。

設(shè)計(jì)這類變換器的首要考慮事項(xiàng)應(yīng)該是選擇有源箝位正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有很大的實(shí)際意義。 圖2給出了有源箝位變換器的原理圖。從圖中可以看出,它要求在傳統(tǒng)的正激變換器上增加一個(gè)有源開關(guān)(M4)和一個(gè)電容(Cclamp),同時(shí)去除了復(fù)位繞組和二極管。下文中將對這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行詳細(xì)說明。

圖2 有源箝位變換器

三、有源箝位變換器

如圖2所示,有源箝位拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是正激變換器的延伸。但是,增加了開關(guān)M4、電容Cclamp和相應(yīng)的控制電路(如NCP1560 IC),這樣使電路又具有了諸多新的優(yōu)勢。為了理解這些優(yōu)勢,現(xiàn)在詳細(xì)介紹一下變換器是如何工作的。變換器的主要工作原理與正激變換器相似,也就是說,當(dāng)開關(guān)M1打開時(shí),功率從輸入向輸出傳輸。在M1關(guān)閉時(shí),輸出電感向輸出提供能量,其功率轉(zhuǎn)換方程為

Vout=VinD/N (1)

其中：D為占空比,N為變壓器匝數(shù)比。有源箝位變換器在工作中的主要特點(diǎn)是：當(dāng)開關(guān)M1關(guān)閉時(shí),開關(guān)M4打開(經(jīng)過一段可調(diào)的延遲后),并且在M1的整個(gè)關(guān)閉階段中保持打開。在穩(wěn)態(tài)中,電容Cclamp上的電壓 (Vcl) VinD=(Vcl－Vin)(1－D) (2)

如方程(2)所示,Vcl 電壓提供了變壓器繞組的復(fù)位,且不需要復(fù)位繞組。由于不同于傳統(tǒng)正激變換器的復(fù)位電壓即為輸入電壓(假設(shè)初級(jí)和復(fù)位繞組之間的比是1:1),在這種情況下,復(fù)位電壓和復(fù)位間隔都與工作條件相匹配。換句話說,在主開關(guān)M1的整個(gè)關(guān)閉階段都可以獲得復(fù)位電壓。當(dāng)輸入電壓Vin低而占空比D高時(shí),復(fù)位電壓趨向于高,而在輸入電壓Vin高時(shí),情況正好相反。因此,當(dāng)Vin改變時(shí),Vcl 電壓(即Vin+復(fù)位電壓)變化不會(huì)太大。從圖2中也可以發(fā)現(xiàn),當(dāng) M1關(guān)閉時(shí),箝位電路(M4和Cclamp)會(huì)將M1上的電壓鉗制為Vcl。因此,M1上的電壓在線路電壓變化中保持相對穩(wěn)定。這與正激變換器正好相反, 在正激變換器中M1上的電壓等于2Vin。

此外,在正激變換器的情況下,最大占空比Dmax不再限于50%。理論上,對于任何非100%占空比,箝位電壓均可以調(diào)整以提供足夠的復(fù)位電壓。圖3給出了最大占空比和匝數(shù)比選擇,從圖中可以看出,高占空比和箝位電壓之間有清楚的權(quán)衡。高占空比使匝數(shù)比(N)可以更高,從而導(dǎo)致較小的初級(jí)電流和較低的次級(jí)電壓。然而,當(dāng)占空比太高時(shí),Vcl(和M1上的電壓)也會(huì)變高。對于每種引用,Dmax和匝數(shù)比的選擇由系統(tǒng)要求決定。在某些情況下,可能需要較高的初級(jí)電壓,以便減小輸出整流器上的電壓額定值,而在其他一些情況下,限制初級(jí)電壓則可能更為重要。

有源箝位電路給系統(tǒng)帶來了一些新的優(yōu)點(diǎn)。

在許多大電流系統(tǒng)中,次級(jí)中需要同步整流(用MOSFET代替肖特基或其他整流器)。有了有源箝位電路后,同步整流器開關(guān)(M2和M3)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)可以直接來自次級(jí)繞組, 如圖4所示。因?yàn)橥秸髌魇亲则?qū)動(dòng)的,驅(qū)動(dòng)次級(jí)開關(guān)M2和M3不產(chǎn)生任何功率損失。在傳統(tǒng)的正激變換器中,因?yàn)樵诓糠珠_關(guān)周期中繞組上的電壓為零,所以M2的驅(qū)動(dòng)必須單獨(dú)產(chǎn)生。

增加了有源箝位電路也使得變壓器中的磁化電流可以在兩個(gè)方向上流動(dòng)。這樣,變壓器核心得到了更好的利用(第一和第三象限是相等旋轉(zhuǎn)的)。這使得在頻率和總通量擺幅相同的情況下,核心損失較低。這種特性使有源箝位電路與雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(如橋式和推拉結(jié)構(gòu))相似,但依然使用一個(gè)電源開關(guān)。

最后,有源箝位電路最重要的優(yōu)點(diǎn)之一是能夠使用泄漏電感能量,并能夠?qū)崿F(xiàn)初級(jí)開關(guān)軟打開。通過調(diào)整關(guān)閉一個(gè)初級(jí)開關(guān)(M1或M4)和打開另一個(gè)開關(guān)(M4或M1)之間的定時(shí),漏級(jí)電壓可以在開關(guān)打開之前諧振到低值。這樣不僅減少了打開損耗,還減少了電路中的振鈴和EMI。

四、功率級(jí)的設(shè)計(jì)考慮

為優(yōu)化有源箝位電路的設(shè)計(jì),功率和控制級(jí)的元件選擇非常重要。對于功率級(jí)而言,應(yīng)謹(jǐn)慎地選擇和設(shè)計(jì)變壓器、初級(jí)開關(guān)、箝位電容和次級(jí)開關(guān)。

如前一節(jié)所示,功率級(jí)的設(shè)計(jì)從選擇變壓器匝數(shù)比和最大占空比開始。在大電流 DC-DC變換器中,應(yīng)該盡力減小變壓器次級(jí)匝數(shù)(理想情況為1)。這樣不但能防止銅損耗,而且也使變壓器便于構(gòu)造。次級(jí)匝數(shù)為1時(shí),初級(jí)匝數(shù)等于匝數(shù)比N,注意, 匝數(shù)必須是整數(shù)。如果開始計(jì)算時(shí)未假設(shè)一個(gè)整數(shù)N,則要求重新計(jì)算Dmax和Vds電壓,而N等于初始選擇以下最大的整數(shù)。由于有源箝位變換器利用變壓器磁化和泄漏能量來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),因此允許核心中有間隔,并且有意識(shí)的減少磁化電感是有意義的。

電源開關(guān)根據(jù)最大電壓額定值和電流要求進(jìn)行選擇。如前文中所述,M1和M4上的峰值電壓相等。除了穩(wěn)態(tài)電壓以外,Vds具有低頻紋波,由變壓器磁化電流和箝位電容Cclamp的值確定。M1中的峰值電流等于輸出電流除以匝數(shù)比,其RMS值為IpkD0.5。M4中的電流是M1關(guān)閉階段中的磁化電流,通常要小得多。因此,M4 Rds-on可以比M1 Rds-on高得多。如圖4所示,M4 是一個(gè)p-溝道MOSFET,如果它連接到Vin而不是連接到地,也可以選擇n-溝道。但是,n-溝道M4要求浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖5 NEP1560框圖

箝位電容值也涉及到保持Vds低紋波以及更好地瞬態(tài)響應(yīng)線路電壓變化之間的權(quán)衡。低Cclamp值增加紋波,但是在輸入電壓改變時(shí),允許復(fù)位電壓更快達(dá)到穩(wěn)態(tài)。建議Cclamp的選擇使Vds上得到大約10%的紋波。 任何更高的電容值會(huì)導(dǎo)致變壓器瞬態(tài)飽和。

通常選擇次級(jí)開關(guān)以使導(dǎo)通損耗最小,而且應(yīng)該選擇最低可用的Rds-on值。這些開關(guān)上的電壓額定值通常必須足夠低(M3上的Vin/N以及M2上的Vreset/N),以便使用溝道或等效的技術(shù)MOSFETs。

五、控制的設(shè)計(jì)考慮

如上所述,與傳統(tǒng)的正激變換器相比,使用有源箝位的正激變換器擁有明顯的優(yōu)勢。但是,這種變換器要求為有源箝位開關(guān)提供額外的控制信號(hào)和緊湊的最大占空比控制。針對有源箝位拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的獨(dú)特要求,安森美半導(dǎo)體開發(fā)了NCP1560電壓模式控制器。此控制器包含了其他傳統(tǒng)PWM控制器中所沒有的廣泛特性,實(shí)現(xiàn)了高度集成化。這使NCP1560所需要配置的外接元件達(dá)到最少。實(shí)際上,它的大多數(shù)特性通過單個(gè)電阻或電容進(jìn)行設(shè)置。

圖6 變換器原理圖

NCP1560 提供2個(gè)互補(bǔ)的具有可調(diào)重疊延遲的控制輸出。圖5為NCP1560的原理框圖,描述了此控制器的全部功能。輸出1可以用于控制主開關(guān),輸出2可以用于控制有源箝位開關(guān)或同步整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 輸出設(shè)計(jì)用于互補(bǔ)用途。輸出2 不反相,可以用于控制使用p-溝道MOSFET的有源箝位。NCP1560的特性包括：一個(gè)前饋斜升電壓發(fā)生器、可編程軟啟動(dòng)和高壓啟動(dòng)穩(wěn)壓器。在各種故障情況下,通過欠壓或過壓檢測器的單條線路提供保護(hù),此檢測器具有滯后、可調(diào)最大占空比限制和雙模式電流限制(包括逐周期和跳周期)的功能。如果檢測到嚴(yán)重的過流情況,跳周期特性在CSKIP引腳上電容確定的時(shí)間內(nèi)禁用變換器。

六、電路實(shí)現(xiàn)和結(jié)果
　　
設(shè)計(jì)48V 電信系統(tǒng)的變換器驗(yàn)證了NCP1560的靈活性。它提供了100W的功率和3.3V的輸出電壓。變換器的完整規(guī)格列示如下：

　　1. 輸入：32　78V(大于標(biāo)準(zhǔn)電信范圍)
　　2. 輸出電壓：3.3V(5%)
　　3. 輸出電流：3　30A
　　4. 輸出電壓紋波：最大50mV
　　5. 效率：滿負(fù)載時(shí)大于85%
　　6. 開關(guān)頻率：275kHz
　　7. 物理尺寸：2.5英寸3.0英寸0.4英寸
　　8. 初－次級(jí)隔離：工作時(shí)500V
　　9. 印刷電路板：4層,單面元件布局

為便于比較,設(shè)計(jì)一個(gè)變換器用于使用有源箝位或復(fù)位繞組(需拆去一些元件)的工作。完整的演示板電路原理圖如圖6所示。這種解決方案的全部硅元件除光耦合器和有源箝位開關(guān)除外均采用安森美半導(dǎo)體的產(chǎn)品。

圖6中著重標(biāo)出了NCP1560控制器、同步整流和有源箝位電路。同步整流和有源箝位電路均由NCP1560的第二個(gè)輸出控制。tD 和 VREF引腳之間的單個(gè)電阻(R5)設(shè)定了100 ns的輸出重疊延遲。前饋斜升電壓通過在輸入電壓源和FF引腳之間連接R3而產(chǎn)生。60 %的最大占空比通過DCMAX引腳接地進(jìn)行設(shè)定。電阻R7(110kΩ)設(shè)定工作頻率為275 kHz。電源變壓器(TX2)以外的輔助繞組提供了啟動(dòng)后的功率,以禁用NCP1560內(nèi)部的啟動(dòng)穩(wěn)壓器。

復(fù)位繞組和有源箝位配置關(guān)閉時(shí)的電源開關(guān)電壓波形如圖7所示。曲線a表示復(fù)位繞組操作所配置的變換器的電壓,曲線b表示使用有源箝位復(fù)位的變換器的電壓。兩個(gè)波形在同樣的操作條件下捕獲。

圖7　復(fù)位繞組和有源箝位配置關(guān)閉時(shí)的電源開關(guān)電壓

從圖7中可以看到,使用復(fù)位繞組時(shí),48V的輸入電壓產(chǎn)生了大約140V的峰值電壓。相比較而言,使用有源箝位復(fù)位的峰值電壓大約為78V。請注意,使用復(fù)位繞組時(shí),主開關(guān)的電壓大于輸入電壓的兩倍。這是因?yàn)槌跫?jí)和復(fù)位繞組匝數(shù)比為 5:3(而非5:5),以使操作達(dá)到60%的占空比。
　

圖8　主開關(guān)和同步整流MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)

圖8為主開關(guān)和同步整流MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖,圖中,可調(diào)的重疊延遲防止主開關(guān)和同步整流MOSFET X4同時(shí)導(dǎo)通。曲線a表示主開關(guān)柵極,曲線b表示同步MOSFET。

變換器效率和負(fù)載電流的關(guān)系如圖9所示。圖中分別給出了最小、典型和最大輸入電壓時(shí)的結(jié)果。

變換器可以實(shí)現(xiàn)90%的最大效率,滿負(fù)載時(shí)的效率超過85%。負(fù)載和線路調(diào)整在整個(gè)操作范圍內(nèi)的測量值小于1%。變換器板如圖10所示。

七、結(jié)論

本文著重介紹了分布式電源架構(gòu)中一些新興的趨勢以及這些趨勢對變換器設(shè)計(jì)所提出的挑戰(zhàn)。有源箝位正激變換器被認(rèn)為是符合隔離DC-DC變換器要求的理想選擇。本文為讀者提供了設(shè)計(jì)指導(dǎo),使他們能夠在設(shè)計(jì)這種變換器時(shí)進(jìn)行適當(dāng)?shù)臋?quán)衡。最后,介紹了一種具有獨(dú)特特性集的高度集成PWM控制器――NCP1560。它可以使用最少的外接元件來簡化并有助于優(yōu)化有源箝位變換器的實(shí)現(xiàn)。這種電路實(shí)例和結(jié)果有助于說明這種方法的所有優(yōu)點(diǎn)。

圖9 效率圖

圖10 100W有源箝位正激變換器

參考文獻(xiàn)

[1] Single Stage Power Factor Controller Datasheet, NCP1651, www.onsemi.com
[2] Juan Carlos Pastrana . Design of a 100 W DC-DC Converter for Telecom Systems Using the NCP1560, AND 8105/D ,www.onsemi.com