全橋逆變單極性SPWM控制方式過零點(diǎn)振蕩的研究

l 主電路拓?fù)?/B>
單極性SPWM逆變器如圖1所示，由2組橋臂構(gòu)成，一組橋臂(S3，S4)以高頻開關(guān)工作頻率工作，稱為高頻臂；另一組橋臂(S1，S2)以輸出的正弦波頻率進(jìn)行切換，稱為低頻臂。

2 單極性雙邊SPWM控制方式
單極性逆變有兩種產(chǎn)生SPWM的方法，分為單極性單邊SPWM控制方式和單極性雙邊SPWM控制方式，文獻(xiàn)l對(duì)此有比較詳盡的介紹，這里只介紹過零點(diǎn)特性較好的雙邊控制方式，這種方式對(duì)于單邊控制方式仍然有效。在單極性雙邊SPSM控制方式中，給定的載波信號(hào)按正弦方式變化，三角調(diào)制波信號(hào)，當(dāng)輸出電壓為正時(shí)三角波為正，輸出電壓為負(fù)時(shí)三角波為負(fù)，如圖2所示。高頻臂上管S3的開關(guān)由載波與調(diào)制波相比較決定，載波幅值大于調(diào)制波則開通，載波幅值小于調(diào)制波則關(guān)斷，除去死區(qū)時(shí)間，高頻臂上管S3與高頻臂下管S4的開關(guān)完全互補(bǔ)。這樣即可得到SPWM規(guī)律的高頻臂開關(guān)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)逆變器的正弦波輸出。

3 過零點(diǎn)振蕩分析
圖3為雙邊SPWM控制方法在過零點(diǎn)附近的SPWM示意圖。圖中E1理論上為跟基準(zhǔn)(電壓波形)同相位的誤差信號(hào)，由于在電壓環(huán)和電流環(huán)兩個(gè)環(huán)節(jié)中存在積分環(huán)節(jié)，實(shí)際的誤差信號(hào)E2會(huì)與基準(zhǔn)信號(hào)相差一個(gè)相位。圖3中SPWM1是理論上的高頻臂上管(S3)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，SPWM2則是實(shí)際的高頻臂上管(S3)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

1)to～t1區(qū)間 由圖3可以看到，在to～t1．區(qū)間，由于給定的低頻臂信號(hào)為高電平l，對(duì)應(yīng)主電路低頻臂下管(S2)導(dǎo)通，圖3中SPWM對(duì)應(yīng)的高頻臂上管(S3)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，當(dāng)誤差信號(hào)(E1或E2)大于三角波，比較器輸出高電平，小于則輸出低電平，以此獲得SPWM1或SPWM2。由圖3可以知道在to～t1區(qū)間，輸出正弦波由正逐漸變?yōu)镺。由于E2滯后于理想的誤差信號(hào)E1，，在t1時(shí)刻正
半波向負(fù)半波轉(zhuǎn)變時(shí)E2會(huì)大于E1，造成的影響就是過零點(diǎn)附近實(shí)際的占空比SPWM2要大于SPWM1。理論上此時(shí)的正弦波輸出逐步減小到零，到零后再進(jìn)行低頻臂的切換，而事實(shí)上并不是降到零就會(huì)進(jìn)行低頻臂的切換。

2)t1~t2區(qū)間 實(shí)際的輸出誤差信號(hào)E2滯后于E1一個(gè)相位，在該相位內(nèi)，誤差信號(hào)E2為正，始終大于調(diào)制波信號(hào)，因此高頻臂上管(S3)始終開通，下管(S4)始終關(guān)斷。在該時(shí)段內(nèi)，SPWM偏離了正弦波調(diào)制的規(guī)律，因此輸出也就無法維持正弦波規(guī)律。這個(gè)時(shí)段與控制環(huán)的參數(shù)有關(guān)，一般在數(shù)百μs左右，表現(xiàn)為正弦波在過零點(diǎn)有一個(gè)振蕩。

4 過零點(diǎn)振蕩的觀察結(jié)果
以一個(gè)單極性雙邊SPWM控制的110v／25Hz逆變器為例。電流環(huán)的輸出如圖4所示，在過零點(diǎn)處有一個(gè)很明顯的振蕩。將該振蕩展開，如圖5所示，CHl為電流環(huán)輸出，CH2為低頻臂信號(hào)?？梢娫诘皖l臂切換后，電流環(huán)的輸出會(huì)有一個(gè)過沖，這個(gè)過沖會(huì)達(dá)到運(yùn)放的飽和值，持續(xù)時(shí)間100~200μs。這個(gè)控制信號(hào)過沖在逆變輸出中的表現(xiàn)為過零點(diǎn)有一個(gè)過沖，從正向到負(fù)向的切換表現(xiàn)為向下的過沖，負(fù)向到正向的切換表現(xiàn)為一個(gè)向上的過沖，大為影響了輸出波形的平滑性。逆變輸出過零點(diǎn)的觀察結(jié)果如圖6。過沖的峰值達(dá)到了22V，相對(duì)于110V的峰值電壓156V，擾動(dòng)相對(duì)值為14％。由實(shí)驗(yàn)觀察可以比較出，電壓環(huán)在低頻臂切換點(diǎn)的響應(yīng)很微弱，不足以造成大的振蕩。由于電流環(huán)則因?yàn)槠淇焖俜磻?yīng)的特性，出現(xiàn)了飽和現(xiàn)象，而電流環(huán)的輸出直接送至PWM發(fā)生器，因此會(huì)直接反映在逆變器的輸出上。

5 解決方案
由上面的分析可知，對(duì)于單極性SPWM全橋逆變器，由于它的電流環(huán)和電壓環(huán)都存在積分環(huán)節(jié)，因此，誤差信號(hào)相對(duì)于給定信號(hào)不可避免存在一個(gè)延遲，這個(gè)延遲在非零點(diǎn)附近不會(huì)對(duì)系統(tǒng)的輸出造成影響。但是，在過零點(diǎn)附近，由于單極性SPWM需要換向，積分環(huán)節(jié)的延遲就會(huì)造成一個(gè)振蕩。這是由控制系統(tǒng)本身缺陷所致，若要消除該振蕩，就需要改進(jìn)控制系統(tǒng)，以消除積分環(huán)節(jié)延遲的影響。

圖7所示為電流環(huán)積分電容上的電壓，在低頻臂切換后出現(xiàn)了一個(gè)過沖。這是因?yàn)樵谇袚Q點(diǎn)電流環(huán)的快速切換，需要運(yùn)放在大約100~200μs里傳遞一個(gè)較大的能量，而積分電容吸收了這部分能量，造成運(yùn)放的輸出端不能快速地跟蹤這個(gè)轉(zhuǎn)換。因此，如果在切換點(diǎn)使電流環(huán)在約1001μs的時(shí)段內(nèi)由積分環(huán)節(jié)變?yōu)楸壤h(huán)節(jié)，將會(huì)有效地避免這個(gè)充放電過程，從而避免丁運(yùn)放輸出點(diǎn)的過沖，也避免了逆變器過零點(diǎn)的振蕩。

圖8提出了一種解決過零點(diǎn)振蕩的調(diào)整電路方案。在該過零點(diǎn)調(diào)整電路中引入了G1、G2信號(hào)(低頻臂的上下橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào))，它們?cè)诘皖l臂上下橋臂切換時(shí)發(fā)出一個(gè)約100μs的脈沖，這個(gè)脈沖開通光耦，將電流環(huán)上的積分電容短路，實(shí)現(xiàn)了切換階段的比例環(huán)節(jié)。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
如圖9所示，在加入過零點(diǎn)調(diào)整電路后，電流環(huán)的輸出中消除了過零點(diǎn)的過沖。如圖10所示，逆變器的輸出在過零點(diǎn)消除了振蕩現(xiàn)象，相對(duì)于未加過零點(diǎn)凋整電路，逆變器過零點(diǎn)非常平滑。

7 結(jié)語
單極性雙邊SPWM控制方式的全橋逆變器，因?yàn)榭刂骗h(huán)路的積分延時(shí)效應(yīng)造成過零點(diǎn)的明顯振蕩，可以通過修改過零點(diǎn)階段的電流控制環(huán)特性來消除積分效應(yīng)，使得逆變器輸出過零點(diǎn)波形平滑，提高了逆變器的輸出質(zhì)量。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該方案切實(shí)可行。