開關(guān)頻率為1MHz的多諧振變換器

摘要：分析了一種非常適合工作在超高頻下的多諧振DC/DC變換器。該變換器的所有開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài)下，所有整流二極管工作在ZCS狀態(tài)下。該變換器結(jié)構(gòu)簡單，整個(gè)變換器只需一顆磁元件。并詳細(xì)分析了該變換器的超高頻適應(yīng)性。一個(gè)135V輸入，54V/3A輸出，開關(guān)頻率高于1MHz的樣機(jī)驗(yàn)證了它的工作原理和超高頻適應(yīng)性。該樣機(jī)在額定條件下效率達(dá)到88.7％。

關(guān)鍵詞：多諧振；軟開關(guān)；變換器

引言

輕小化是目前電源產(chǎn)品追求的目標(biāo)。而提高開關(guān)頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是開關(guān)頻率提高的瓶頸是開關(guān)器件的開關(guān)損耗，于是軟開關(guān)技術(shù)就應(yīng)運(yùn)而生。目前應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)，變換器開關(guān)頻率已經(jīng)可以很輕松地超過100kHz。軟開關(guān)電路可以分為緩沖型和控制型兩種。緩沖型軟開關(guān)拓?fù)渫郊恿撕芏囝~外的線路，增加了成本，降低了可靠性，難以讓用戶接受?？刂菩蛙涢_關(guān)不增加主電路的元器件，通過合理設(shè)計(jì)控制電路來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，比較容易讓用戶采用。目前，成熟的控制型軟開關(guān)電路并不多，典型的有移相全橋[1]、不對稱半橋[2]等。這些都是PWM型的變換器，通過邊緣諧振來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，能夠降低開關(guān)損耗而基本不增加電壓或電流的有效值。然而，這一類電路很難真正地做到所有半導(dǎo)體器件（包括開關(guān)管和二極管）的軟開關(guān)。例如，移相全橋和不對稱半橋的整流二極管都是硬關(guān)斷的，有很嚴(yán)重的反向恢復(fù)問題。所以，這些電路無法工作在更高的開關(guān)頻率。因此，當(dāng)開關(guān)頻率要進(jìn)一步提高時(shí)，還是比較適合用諧振型變換器。

下面提出了一種多諧振的DC/DC變換器，開關(guān)頻率超過了1MHz。該變換器的所有半導(dǎo)體器件都實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，是超高頻變換器的一個(gè)很好的選擇。

1 工作原理

圖1所示是半橋結(jié)構(gòu)的LLC串聯(lián)多諧振變換器:兩個(gè)主開關(guān)S1和S2構(gòu)成一個(gè)半橋結(jié)構(gòu)，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)是占空比固定50％的互補(bǔ)信號(hào)，通過改變開關(guān)頻率來實(shí)現(xiàn)輸出電壓的恒定。因此，這類諧振型變換器也可以歸類于控制型軟開關(guān)電路。電感Ls、電容Cs和變壓器的勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成一個(gè)LLC諧振網(wǎng)絡(luò)。該諧振網(wǎng)絡(luò)連接在半橋的中點(diǎn)與地之間，因此，諧振電容Cs也起到隔直電容的作用。在輸出側(cè)，整流二極管D1和D2構(gòu)成中心抽頭的整流電路，整流二極管直接連接到輸出電容Co上。

圖1

LC的本征諧振頻率定義為

本文所述的LLC串聯(lián)多諧振變換器的開關(guān)頻率范圍為fmffs。

在下面的分析中，Co被認(rèn)為是無窮大而以恒壓源Vo代替，主開關(guān)具有反向并聯(lián)的二極管。該變換器的一個(gè)開關(guān)周期可以分為6個(gè)工作階段，其等效電路如圖2所示。相應(yīng)的工作波形如圖3所示。6個(gè)工作階段的工作原理如下。

圖2 各階段等效電路

1）階段1〔t0～t1〕 在t0時(shí)刻S2關(guān)斷,諧振電流ir對S1的輸出電容放電，S1的漏－源電壓vds1開始下降,當(dāng)vds1下降到零，S1的體二極管導(dǎo)通。輸入電壓加在LLC串聯(lián)回路上。在副邊，變壓器繞組的極性為上正下負(fù)，D1導(dǎo)通，Lm的電壓被輸出電壓Vo鉗位，諧振實(shí)際上發(fā)生在Ls與Cs之間，Lm上的電流im線性上升。

2）階段2〔t1～t2〕 在t1時(shí)刻S1在零電壓條件下開通。im繼續(xù)線性上升，ir流經(jīng)S1并以正弦波形式逐漸上升。流過D1的輸出電流為諧振電流與勵(lì)磁電流之差。開關(guān)周期大于Ls與Cs的諧振周期，因此，在ir經(jīng)過半個(gè)諧振周期后，S1仍然處于開通狀態(tài)。當(dāng)ir下降到與im相等時(shí)，D1電流因過零而關(guān)斷。該工作階段結(jié)束。

圖3 主要工作波形

由于加在Lm上的電壓為nVo，im可表示為

式中：Im為勵(lì)磁電流的最大值；

Vo為輸出電壓；

n為變壓器原邊對副邊之匝比。

3）階段3〔t2～t3〕 在t2時(shí)刻D1零電流條件下關(guān)斷。輸出側(cè)與諧振回路完全脫離。Lm的電壓不再受Vo限制，Lm與Ls串聯(lián)參與諧振。通常的電路設(shè)計(jì)Lm>>Ls，因此，諧振周期明顯變長。ir基本保持不變，可以認(rèn)為

ir(t)=im(t)=Im （5）

在該階段中，ir繼續(xù)對Cs充電，Cs的電壓繼續(xù)上升，一直到t3時(shí)刻，S1關(guān)斷，開始下半個(gè)工作周期。

工作階段4、5、6與工作階段1、2、3類似。所不同的是諧振的初始能量由諧振電容Cs提供。工作波形與階段1、2、3完全對稱。

4）階段4〔t3～t4〕 在t3時(shí)刻S1關(guān)斷，ir對S2的輸出電容放電，S2的漏－源電壓vds2開始下降,當(dāng)vds2下降到零，S2的體二極管導(dǎo)通。在副邊，變壓器繞組的極性為上負(fù)下正，D2導(dǎo)通，Lm的電壓被Vo鉗位，諧振實(shí)際上發(fā)生在Ls與Cs之間，Lm上的電流im線性下降。

5）階段5〔t4～t5〕 在t4時(shí)刻S2在零電壓條件下開通。im繼續(xù)線性下降，ir流經(jīng)S2并以正弦波形式負(fù)向增長。流過D2的輸出電流為諧振電流與勵(lì)磁電流之差。在該工作頻率范圍內(nèi)，開關(guān)周期大于Ls與Cs的諧振周期。因此，在ir經(jīng)過半個(gè)周期的諧振，S2仍然處于開通狀態(tài)。當(dāng)ir下降到與im相等時(shí)，D2電流過因零而關(guān)斷。該工作階段結(jié)束。

6）階段6〔t5～t6〕 在t5時(shí)刻D2零電流條件下關(guān)斷。輸出側(cè)與諧振回路完全脫離。Lm的電壓不再受Vo限制，Lm與Ls串聯(lián)參與諧振。ir基本保持不變，繼續(xù)對諧振電容Cs放電，Cs的電壓繼續(xù)下降，一直到t6時(shí)刻，S2關(guān)斷，新的工作周期開始。

假定ir在t2到t3以及t5到t6保持不變，并以Im表示，那么輸出電壓Vo可以表示為

式中：Vin為輸入電壓；

T為開關(guān)周期；

Ts為Cs和Ls的諧振周期，Ts=1/fs=

從式（6）可以看出，輸出電壓隨著開關(guān)周期的增加而增加。

2 高頻適應(yīng)性分析

上面所分析的LLC多諧振變換器非常適合用于開關(guān)頻率非常高的場合，其原因如下。

1）所有的開關(guān)管都工作在ZVS狀態(tài)下，開關(guān)損耗幾乎為零。開關(guān)管的零電壓是由激磁電感上的激磁電流對開關(guān)管的結(jié)電容充放電來實(shí)現(xiàn)的。所以，對于負(fù)載電流的變化，其零電壓開通的條件基本不會(huì)變化，這一點(diǎn)要優(yōu)于移相全橋等其它控制型軟PWM電路。另外，LLC多諧振變換器的激磁電感是作為其中一個(gè)諧振電感，用來調(diào)節(jié)輸入輸出電壓的關(guān)系，本身會(huì)設(shè)計(jì)得比較小。從通態(tài)損耗來看，這一點(diǎn)是不利的，但是，從軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件來看卻是非常有利，因此，在超高頻場合該電路非常有優(yōu)勢。ZVS的極限條件如式（7）所示（極限條件的意思是假設(shè)死區(qū)時(shí)間可以任意大，能實(shí)現(xiàn)ZVS的臨界條件）。

式中：Coss1和Coss2分別是兩個(gè)開關(guān)管的輸出電容。

再將式（4）代入式（7），可得ZVS的極限條件的進(jìn)一步的表達(dá)式為式（8）。

實(shí)際上，在LLC多諧振變換器中，式（8）是非常容易滿足的，而死區(qū)時(shí)間也不會(huì)非常大，因此，可以近似認(rèn)為在死區(qū)時(shí)間內(nèi)激磁電感上的電流保持不變，即為一個(gè)恒流源在對開關(guān)管的結(jié)電容進(jìn)行充放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達(dá)式為式（9）。

式中：tdead為死區(qū)時(shí)間。

再將式（4）代入式（9），可得ZVS的寬裕條件的進(jìn)一步的表達(dá)式為式(10)。

2）所有的副邊二極管都工作在ZCS狀態(tài)下，反向恢復(fù)的影響很小。而普通的控制型軟PWM電路都只實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)，而沒有很好地解決二極管的反向恢復(fù)問題，因此，在開關(guān)頻率非常高的場合（例如1MHz以上）使用起來還是有困難的。副邊二極管的電流波形近似為正弦，對于減少通態(tài)損耗來說是缺點(diǎn)，但是應(yīng)用在超高頻的場合，開關(guān)損耗要比通態(tài)損耗難處理得多，所以，該電路應(yīng)用在超高頻的場合又有一個(gè)優(yōu)勢。

3）普通的控制型軟PWM電路難以工作在1MHz以上的另外一個(gè)原因是，在高頻下變壓器漏感很難處理。特別是考慮到原副邊絕緣強(qiáng)度的時(shí)候，變壓器漏感很難做小，而在超高頻下，漏感的影響又是非常明顯。LLC多諧振變換器的漏感是作為其中一個(gè)諧振電感或是諧振電感的一部分，本身就希望能將漏感設(shè)計(jì)得大一些。在低頻場合通常難以設(shè)計(jì)出所需要的漏感而要外加一個(gè)諧振電感，而在高頻場合就比較容易設(shè)計(jì)出所需要的漏感。因此，這又是一個(gè)該電路適合用于超高頻場合的理由。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

一個(gè)開關(guān)頻率1MHz以上的DC/DC變換器驗(yàn)證了該多諧振變換器工作原理和高頻適應(yīng)性。

該變換器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

輸入電壓Vin 135V；

輸出電壓Vo 54V；

輸出電流Io 0～3A；

最低工作頻率f 1MHz；

主開關(guān)S1及S2 IRFP250；

整流二極管D1及D2 30CPQ150；

變壓器T n=13∶（7＋7），Lm=15μH，Ls=6μH；

諧振電容Cs 4.4nF（在高頻下Cs的實(shí)際容量要小于該值）。

圖4給出了該變換器在不同負(fù)載下的變換效率。其最高效率達(dá)到了89.5％，滿載效率達(dá)到了88.7％。

圖5是輸入135V時(shí)的主要實(shí)驗(yàn)波形。圖5（a）是滿載（3A）時(shí)S2的vds和vgs波形，可以看到，S2的驅(qū)動(dòng)電壓vgs是在vds電壓下降到零后才開始上升的，因此，是零電壓開通。S1的vds和vgs波形也是類似的，這里不一一給出了。圖5（b）是原邊的諧振電壓和電流波形，每半個(gè)周期有兩個(gè)諧振過程，分別是Cs和Ls的諧振、Cs和（Ls＋Lm）的諧振。圖5（c）是整流二極管D1上的電壓和電流波形?？梢钥吹剑娏魇且哉业男螤钪C振到零，但還是出現(xiàn)一定的反向恢復(fù)電流。這是因?yàn)殚_關(guān)頻率為1MHz，盡管是正弦的電流波形，但其di/dt還是相當(dāng)大的。若在同樣的頻率下?lián)Q成一般的PWM電路，反向恢復(fù)問題會(huì)更加嚴(yán)重。因此，使用普通的肖特基或快恢復(fù)二極管，一般的PWM電路也無法工作在1MHz的頻率下。這里的二極管電壓也會(huì)因?yàn)榉聪蚧謴?fù)而過沖，但是，其過沖電壓還是沒有超過2倍的輸出電壓，因此，這里可以用150V的肖特基二極管，這在一般的PWM電路中是無法做到的。

圖6給出了該變換器在低頻下（120kHz）相對應(yīng)的工作波形，用來作為對比。可以看到除了二極管D1出現(xiàn)了一定的反向恢復(fù)電流外，1MHz開關(guān)頻率下的工作情況和在120kHz開關(guān)頻率下的工作情況基本相同，由此說明該電路的超高頻適應(yīng)性非常好。

4 結(jié)語

本文提出的LLC多諧振變換器的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS，整流二極管實(shí)現(xiàn)了ZCS，并且正好利用漏感來做諧振電感，因此，非常適合工作在超高頻開關(guān)下（1MHz以上）。整個(gè)變換器又非常簡單，只需一個(gè)磁性元件，因此，該變換器適用于超高功率密度的場合。