改進(jìn)型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器
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關(guān)鍵詞：全橋DC/DC變換器；零電壓開關(guān)；死區(qū)時間
引言
移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓?fù)湫问街?。移相PWM控制方式利用開關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關(guān)管達(dá)到零電壓開通和關(guān)斷。從而有效地降低了電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關(guān)頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔、控制方式簡單、開關(guān)頻率恒定、元器件的電壓和電流應(yīng)力小等一系列優(yōu)點。
移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點是，滯后臂開關(guān)管在輕載下難以實現(xiàn)零電壓開關(guān)，使得它不適合負(fù)載范圍變化大的場合[1]。電路不能實現(xiàn)零電壓開關(guān)時，將產(chǎn)生以下幾個后果：
1）由于開關(guān)損耗的存在，需要增加散熱器的體積；
2）開關(guān)管開通時存在很大的di/dt，將會造成大的EMI；
3）由于副邊二極管的反向恢復(fù)，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極管上產(chǎn)生電壓過沖和振蕩，所以，在實際應(yīng)用中須在副邊二極管上加入R－C吸收。
針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感Ls，擴(kuò)大變換器的零電壓開關(guān)范圍[2][3]。但是，采用這一方法后，電路仍不能達(dá)到全工作范圍的零電壓開關(guān)。而且，由于飽和電感在實際應(yīng)用中不可能具有理想的飽和特性，這將會導(dǎo)致：
1）增加電路環(huán)流，從而增加變換器的導(dǎo)通損耗；
2）加重了副邊電壓占空比丟失，從而增加原邊電流及副邊二極管電壓應(yīng)力；
3）飽和電感以很高的頻率在正負(fù)飽和值之間切換，磁芯的損耗會很大，發(fā)熱嚴(yán)重。
改進(jìn)型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器是針對上述缺點所提出的一種電路拓?fù)鋄4][5][6]。它通過在電路中增加輔助支路，使開關(guān)管能在全部負(fù)載范圍內(nèi)達(dá)到零電壓開關(guān)，它在小功率（3kW）電路中具有明顯的優(yōu)越性。由于在移相控制的全橋PWM變換器中，超前臂ZVS的實現(xiàn)相對比較簡單，所以本文將不分析超前臂的開關(guān)過程，而著重分析滯后臂在增加了輔助支路以后的開關(guān)過程及其實現(xiàn)ZVS的條件。
1 改進(jìn)型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器
1.1電路拓?fù)?/P>
圖1所示是一種改進(jìn)型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器，與基本的全橋移相PWM變換器相比，它只在滯后臂增加了由電感Lrx及電容Crx兩個元件組成的一個輔助支路。
在由Lrx及Crx組成的輔助諧振支路中，電容Crx足夠大，其上電壓VCrx應(yīng)滿足
則電感Lrx上得到的是一個占空比為50％的正負(fù)半周對稱的交流方波電壓，其幅值為Vin/2。電感上的電流峰值ILrx(max)為
式中：Vin為輸入直流電壓；
Ts為開關(guān)周期。
電路采用移相控制方式，它的主電路工作原理也和基本的全橋PWM變換器完全一樣。而輔助支路的存在，可以保證滯后臂開關(guān)管在全部負(fù)載范圍內(nèi)的零電壓開通和關(guān)斷。
1.2電路運行過程分析
由于移相控制的全橋PWM電路在很多文獻(xiàn)上已經(jīng)有了詳細(xì)的探討，所以本文不具體地分析其工作過程，只討論滯后臂開關(guān)管的開關(guān)過程及其達(dá)到零電壓開關(guān)的條件。為了便于分析，假設(shè)：
――所有功率開關(guān)管及二極管均為理想器件；
――所有電感及電容均為理想元件；
――考慮功率開關(guān)管輸出結(jié)電容的非線性，有C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，并記C3＋C4=C；
――考慮變壓器的漏感Llk；
――由于電感Lrx及電容Crx足夠大，可以認(rèn)為電感Lrx上電流iLrx在死區(qū)td內(nèi)保持不變。
在t0時刻之前，如圖2所示，變壓器原邊二極管D1，開關(guān)管S3，變壓器副邊二極管D5處于導(dǎo)通狀態(tài)，變壓器原邊電流ip通過二極管D1和開關(guān)管S3流通，并在輸出電壓nVo的作用下線性下降，電路處于環(huán)流狀態(tài)，實際電流方向與電流參考方向相反。在t0時刻，變壓器原邊電流ip(t0)為
到原邊的電流值，顯然，I1的大小取決于負(fù)載情況。
此時，輔助支路電感Lrx上電流ILrx(t0)為
iLrx(t0)=ILrx(max) （4）
2）t0～t1時間段
vp=Llk （5）
ic=C （6）
vp＋vc=Vin （7）
ip－ic=ILrx(max) （8）
初始條件為
ip(t0)=－I1，vc(t0)=Vin
解方程式，并代入初始條件可得
式中：ω=1/為諧振角頻率。
這一諧振過程直到t1時刻，電容C4上的電壓諧振到零，二極管D4自然導(dǎo)通，這一過程結(jié)束。這一時間段長度為
t1=arcsin （13）
此時
ip(t1)=－(ILrx(max)＋I(xiàn)1)cosωt1＋I(xiàn)Lrx(max)=I2 （14）
3）t1～td時間段
在t1時刻，D4導(dǎo)通，變壓器原邊電流ip在輸入電壓Vin作用下線性上升。此階段等效電路如圖4所示。在這時間段有
vp=Vin （15）
ip=I2＋(t－t1) （16）
此過程可分為以下兩種情況。
（1）在死區(qū)td結(jié)束時，ip(td)≤I1，則在td時刻，原邊電流為
ip(td)=I2＋(td－t1) （17）
（2）設(shè)在t2時刻（t2td），ip(t2)=I1，則在時刻t2，這一過程結(jié)束。此后保持
ip(t)=I1(t2?t?td) （18）
原邊通過變壓器向副邊提供能量。在td時刻，原邊電流為
ip(td)=I1 （19）
開關(guān)管S4實現(xiàn)零電壓開通的條件是在td時刻，開關(guān)管S4上電壓為零，即vc(td)=0，必須滿足
ip(td)≤ILrx(max) （20）
圖4
在td時刻，開關(guān)管S4開通，由于此時二極管D4處于導(dǎo)通狀態(tài)，開關(guān)管兩端的電壓被箝位在零，所以開關(guān)管S4實現(xiàn)了零電壓開通。
1.3 參數(shù)設(shè)計
由于實際電路中ILrx(max)足夠大，諧振過程（t0～t1）很快就完成了。電路實現(xiàn)ZVS的條件可以近似為1）在td?2I1時，ILrx(max)?td－I1＋I(xiàn)x（21）2）在td>2I1時，
ILrx(max)≥I1＋I(xiàn)x （22）
式中：td為死區(qū)時間；
Ix為滿足在死區(qū)時間內(nèi)完成S3充電，S4放電所需要的最小電流。
Ix=CVin/Ld （23）
可見，只要在
I1(t)=(1/2)[Vin/Llk]ld （24）
時，電路能滿足ZVS條件，那么電路在全部負(fù)載范圍內(nèi)都能實現(xiàn)ZVS。
根據(jù)以上分析，滿足滯后臂在全部負(fù)載范圍都能實現(xiàn)ZVS的條件為
ILrx(max)≥I1(t)＋I(xiàn)x （25）
則輔助支路電感Lrx為
Lrx≤(VinTs)/8Llrx(max) （26）
假設(shè)在整個工作過程中電容Crx電壓變化不超過5％輸入電壓Vin，則有
Crx≥ILrx(max)Ts/(45%Vin) （27）
2 實驗結(jié)果
利用以上分析應(yīng)用于一48V/6V實驗電路，該電路的主要數(shù)據(jù)為：
1）輸入直流電壓Vin=48V；
2）輸出直流電壓Vo=6V；
3）滿載輸出電流Io(max)=40A；
4）主電路開關(guān)頻率fs=50kHz；
5）死區(qū)時間td=200ns；
6）變壓器變比n=10∶2；
7）變壓器漏感Llk=2.2μH；
8）主開關(guān)管采用IRF530，輸出結(jié)電容Coss=215pF。
根據(jù)以上分析，利用式（23）～式（27），輔助諧振支路的參數(shù)為
Lrx=50μH，Crx=5μH
圖5，圖6及圖7是該實驗電路滯后臂在開關(guān)過程中的開關(guān)管電壓vDS和驅(qū)動電壓vGS的實驗波形。由圖可見，開關(guān)管在全部負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)了零電壓開關(guān)。
3 結(jié)語
本文所討論的改進(jìn)型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器不僅保持了全橋移相PWM電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔、控制方式簡單的優(yōu)點，而且保證了滯后臂在全負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關(guān)。同時，輔助支路是無源的，容易實現(xiàn)且基本上不影響變換器的可靠性。
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