38V/100A可直接并聯(lián)大功率AC/DC變換器

關鍵詞：大功率；半橋變換器；功率因數(shù)校正；均流

引言

隨著電力電子技術的發(fā)展，電源技術被廣泛應用于計算機、工業(yè)儀器儀表、軍事、航天等領域，涉及到國民經濟各行各業(yè)。特別是近年來，隨著IGBT的廣泛應用，開關電源向更大功率方向發(fā)展。研制各種各樣的大功率，高性能的開關電源成為趨勢。某電源系統(tǒng)要求輸入電壓為AC220V，輸出電壓為DC38V，輸出電流為100A，輸出電壓低紋波，功率因數(shù)>0.9，必要時多臺電源可以直接并聯(lián)使用，并聯(lián)時的負載不均衡度5％。

圖1 UC3854A/B控制的有源功率因數(shù)校正電路

設計采用了AC/DC/AC/DC變換方案。一次整流后的直流電壓，經過有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)以提高系統(tǒng)的功率因數(shù)，再經半橋變換電路逆變后，由高頻變壓器隔離降壓，最后整流輸出直流電壓。系統(tǒng)的主要環(huán)節(jié)有DC/DC電路、功率因數(shù)校正電路、PWM控制電路、均流電路和保護電路等。

1 有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)

由于系統(tǒng)的功率因數(shù)要求0.9以上，采用二極管整流是不能滿足要求的，所以，加入了有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)。采用UC3854A/B控制芯片來組成功率因數(shù)電路。UC3854A/B是Unitrode公司一種新的高功率因數(shù)校正器集成控制電路芯片，是在UC3854基礎上的改進。其特點是：采用平均電流控制，功率因數(shù)接近1，高帶寬，限制電網電流失真≤3％[1]。圖1是由UC3854A/B控制的有源功率因數(shù)校正電路。

圖2 主電路拓撲圖

該電路由兩部分組成。UC3854A/B及外圍元器件構成控制部分，實現(xiàn)對網側輸入電流和輸出電壓的控制。功率部分由L2，C5，V等元器件構成Boost升壓電路。開關管V選擇西門康公司的SKM75GB123D模塊，其工作頻率選在35kHz。升壓電感L2為2mH/20A。C5采用四個450V/470μF的電解電容并聯(lián)。因為，設計的PFC電路主要是用在大功率DC/DC電路中，所以，在負載輕的時候不進行功率因數(shù)校正，當負載較大時功率因數(shù)校正電路自動投入使用。此部分控制由圖1中的比較器部分來實現(xiàn)。R10及R11是負載檢測電阻。當負載較輕時，R10及R11上檢測的信號輸入給比較器，使其輸出端為低電平，D2導通，給ENA(使能端)低電平使UC3854A/B封鎖。在負載較大時ENA為高電平才讓UC3854A/B工作。D3接到SS（軟啟動端），在負載輕時D3導通，使SS為低電平；當負載增大要求UC3854A/B工作時，SS端電位從零緩慢升高，控制輸出脈沖占空比慢慢增大實現(xiàn)軟啟動。

2 DC/DC主電路及控制部分分析

2.1 DC/DC主電路拓撲

在大功率高頻開關電源中，常用的主變換電路有推挽電路、半橋電路、全橋電路等[2]。其中推挽電路的開關器件少，輸出功率大，但開關管承受電壓高（為電源電壓的2倍），且變壓器有六個抽頭，結構復雜；全橋電路開關管承受的電壓不高，輸出功率大，但是需要的開關器件多（4個），驅動電路復雜。半橋電路開關管承受的電壓低，開關器件少，驅動簡單。根據(jù)對各種拓撲方案的工程化實現(xiàn)難度，電氣性能以及成本等指標的綜合比較，本電源選用半橋式DC/DC變換器作為主電路。圖2為大功率開關電源的主電路拓撲圖。

圖3 PWM控制及驅動圖

圖2中V1，V2，C3，C4和主變壓器T1組成半橋式DC/DC變換電路。IGBT采用西門康公司的SKM75GB123D模塊，工作頻率定在30kHz。高頻變壓器采用國產鐵氧體EE85B磁芯，原邊繞組匝數(shù)為12匝，副邊兩個繞組均為6匝，變壓器無須加氣隙。在繞制變壓器時采用“三段式”方法繞制，以減少變壓器的漏感[3]。整流二極管采用快速二極管，以減小其反向恢復時間對輸出的影響。R1，C1，R2，C2為并在IGBT兩端的吸收電路。R5及C6和R6及C7為并在快恢復二極管兩端的吸收電路。R3和R4起到保證電容C3及C4分壓均勻的作用。CT為初級電流檢測用的電流互感器，作為電流控制時的電流取樣用。為了防止電源在運行過程中產生偏磁，在原邊繞組串聯(lián)隔直電容C5，阻斷與不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡開關管每次不相等的伏秒值。C5采用優(yōu)質CBB無感電容。變壓器的副邊采用全波整流加上兩級L―C濾波以滿足低輸出紋波的要求。電阻R7及R8為輸出電壓反饋采樣電阻。

2.2 PWM電路及IGBT的驅動

系統(tǒng)的PWM部分采用電流型控制芯片UC3846組成波形產生電路[4]。圖3是大功率開關電源的PWM控制的電氣原理圖。

R1和C2組成UC3846的振蕩器，振蕩頻率為f=2.2/R1C2。為了防止兩路開關管的互通，要設定兩路輸出都關斷的“死區(qū)時間”，它由振蕩鋸齒波的下降沿決定。從腳8經R2及C1到腳4（SEN＋）作為UC3846電流控制的斜坡補償，以有效地防止次諧波振蕩。主電路電流信號經電流互感器CT，橋式整流和阻容濾波后作為UC3846的電流反饋信號。UC3846對電流放大器的輸出電壓脈沖與最大電流限制值（由腳1電壓和電壓誤差放大器的輸出電壓確定）逐個地進行比較，當脈沖開關電流超過最大電流限制時，UC3846將封鎖輸出脈沖，限制了開關電源的最大輸出電流。C5為實現(xiàn)軟啟動的電容。UC3846的腳1電位低于0.5V時無脈寬輸出，在腳1接電容到地，開機后隨著電容的充電，電容電壓高于0.5V時有脈寬輸出，并隨著電容電壓的升高脈沖逐漸變寬，完成軟啟動功能。

IGBT是一復合功率器件，集雙極型晶體管和功率MOSFET的優(yōu)點于一體，具有電壓型控制，開關損耗小，通斷速度快，工作頻率高，器件容量大等優(yōu)點，很適合用于大功率電源變換器中，因此，近年來IGBT技術得到了迅猛的發(fā)展[5]。專門用于IGBT的驅動電路很多，如富士公司的EXB841及EXB651系列，三菱公司的M57959L系列。它們都具有開關頻率高，驅動功率大，過流過壓保護等優(yōu)點，但必須要有專門的驅動電源，因此，導致設備整體成本提高。脈沖變壓器也可以作為IGBT的驅動，它有體積小，價格低，不需要額外的驅動電源的優(yōu)點，但是直接驅動時，脈沖的前沿與后沿不夠陡，影響IGBT的開關速度。圖3所采取的驅動電路具有開關頻率高，驅動功率大，結構簡單，且具有負壓關斷的特點。V1－V4，D2－D5構成了脈沖變壓器的驅動電路，適用于驅動大功率的IGBT。D1和D6有利于V1－V4的關斷。當PWM1為高，PWM2為低電平時，V1和V4導通；當PWM1和PWM2均為低電平時，變壓器中由于漏感儲存的能量通過D3和D4進行續(xù)流，使A點電位降至－0.7V，雖然這時PWM1為低電平但V1再次導通，則V1處于高頻通斷狀態(tài)而容易燒毀。PWM2由高電平向低電平轉換時V2存在同樣情況。加入D6可以使續(xù)流時A點電位鉗制在0V，從而有利于V1或V2的關斷。同理D1的作用是利于V3或V4的關斷。

2.3 均流環(huán)節(jié)設計

并聯(lián)運行是電源技術的發(fā)展方向之一。欲使開關電源并聯(lián)運行，做到各電源模塊之間的“均流”是關鍵。常用的均流方法有外特性下垂法、主從電源設置法、外部電路控制法、平均電流法、最大電流法[6]。分析各種均流方法可知，下垂法雖然簡單易行，但負載效應指標較差，均流精度太低；主從設置法和平均電流型自動均流法都無法實現(xiàn)冗余技術，因為，一旦主電源出故障，則整個電源系統(tǒng)都不能正常工作，使電源模塊系統(tǒng)的可靠性得不到保證；外控法的控制特性雖好，但需要一個附加的控制器，并在控制器和每個單元電源之間有許多附加連線；而最大電流自動均流法依據(jù)其特有的均流精度高，動態(tài)響應好，可以實現(xiàn)冗余技術等性能，越來越受到開發(fā)人員的青睞。UC3907是Unitrode公司根據(jù)最大電流法設計的均流控制芯片。圖4是采用UC3907設計的電源并聯(lián)運行時的均流環(huán)節(jié)。

系統(tǒng)采用霍爾電流傳感器來檢測主電路輸出電流。霍爾傳感器的輸出經分壓與UC3907的腳2電流檢測相連。腳11為電壓反饋端，輸出端分壓得到的電壓與UC3907內部的電壓放大器所接的基準電壓（2.0V～2.1V）相比較后，輸出經驅動放大器作為系統(tǒng)UC3846的電壓反饋。腳15接均流母線。UC3907內部的電流放大器將檢測到的電流信號放大20倍與均流母線上的信號比較。若大于均流母線上的信號，則母線上的電壓將由該電源決定，即“主控”；若調節(jié)器的輸出電流小于母線上的電流信號，即“輔控”時，調節(jié)器使電壓放大器的基準電壓升高100mV，強迫系統(tǒng)的反饋電壓減小，通過UC3846的調節(jié)使該電源輸出電壓增加，從而自動平衡電流。在試驗過程中出現(xiàn)主輔控狀態(tài)來回切換的情況。分析其原因發(fā)現(xiàn)，當在“輔控”狀態(tài)時，電流調節(jié)器使基準電壓升高100mV的同時會使電流增大，當電流大于母線電流信號時，致使該模塊變?yōu)椤爸骺亍?。而在下一次調節(jié)時又變?yōu)椤拜o控”。這樣，就在主輔控狀態(tài)之間來回變化，造成系統(tǒng)并聯(lián)不穩(wěn)定。我們在腳14和腳6之間接一個電阻R3，使基準電壓在升高時小于100mV，該模塊的輸出電流略微增加，不至于成為“主控”模塊。如果電阻選取得適當，既能保證電源模塊并聯(lián)均流又不會發(fā)生主控、輔控交替現(xiàn)象。

2.4 保護電路設計

對于DC/DC電源產品都要求在出現(xiàn)異常情況（如過流、過載、過/欠壓）時，系統(tǒng)的保護電路工作，使變換器及時停止工作。但各種情況下的保護又不盡相同。一般說來，在過載、過流時，保護電路要動作且不需要自動恢復；而過/欠壓則不同，在過/欠壓情況解除后要求系統(tǒng)能夠重新工作。圖5是系統(tǒng)的保護電路（主要是控制UC3846來停止半橋變換器工作）。UC3846的腳16（SHTDN）為關斷控制腳。當出現(xiàn)過/欠壓（或過流、過載）時，可使U1(或U2)導通，D1（或D2）導通，則腳16為高電平使UC3846關斷，封鎖輸出脈沖。不同的是，過/欠壓電路使UC3846的腳1經三極管V1接地。當發(fā)生過/欠壓時，D1導通使腳16為高電平，在UC3846關斷的同時，V1導通，將UC3846內部腳16所接的晶閘管短接，使其承受負壓關斷。這樣在過/欠壓解除后UC3846能夠重新輸出脈沖使變換器工作。而在過流、過載情況出現(xiàn)時C3846封鎖輸出脈沖，在封鎖解除時脈沖不能恢復。

3 各部分電路波形

研制成功的試驗樣機，在穩(wěn)態(tài)運行時的各部分波形如圖6及圖7所示。

4 結語

所制作的工程樣機，已經通過性能測試。該系統(tǒng)具有輸入過、欠壓，輸出過流保護等功能，輸出電壓的電源調整率不大于1％，負載調整率不大于1％，輸出電壓紋波小于50mV，功率因數(shù)大于0.9,并聯(lián)運行時均流精度控制在5％以內，滿足設計要求。