如何解決運放振蕩問題
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事實上，就純粹的運放而言，pH只在0dB線之下不遠的位置。與po類似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB線，從而使Aopen與1/F的交點斜率差為40dB/DEC，引起振蕩。
pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必須更高才能使電路由于pH而產(chǎn)生振蕩，然而gmRsample由于datasheet中沒有完整參數(shù)，實際上只能大致預測而無法精確計算。因此必須采取一定措施避免pH的作用。
如前所述，零點可以矯正極點的作用，但有一個條件，除非將零點/極點頻率降得很低或升得很高，使其位于遠離1/F的位置。
pH距離0dB線過于近，而且是運放的固有極點，想通過前面類似的方法轉移極點位置很不容易。
如果1/F的位置改變，遠離pH，就能輕易解決pH的煩惱。然而1/F決定了電路的輸出電流，不能隨意更改。
但如果1/F的DC值不變而高頻有所提升，應該可以——這就是噪聲增益補償。
噪聲增益補償方法來自反向放大器，使用RC串聯(lián)網(wǎng)絡連接在Vin+和Vin-之間。這種方法不建議用在同向放大器，但也不是絕對不可以，只需將RC串聯(lián)網(wǎng)絡的Vin+端接地，并在Rsample上的電壓反饋到Vin-之前串聯(lián)電阻RF即可。
這個電路在功放里很常見，目的是降低DC誤差，但不影響高頻響應。此處的作用在于為反饋系數(shù)F提供一對極點/零點，從而使F的高頻響應降低，即1/F的高頻響應增強，實質上使F成為一個低通濾波器，對應1/F為高通濾波器。
F中的極點和零點在1/F中相對應為零點zc和極點pc，zc=1/2pi（RF+Rc）Cc，pc=1/2piRcCc，兩者之間的增益差為1+RF/Rc，從而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F遠離pH。
顯然，1+RF/Rc越大，zc和pc頻率越低，1/F越遠離pH，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但也會出現(xiàn)致命的問題——瞬態(tài)性能下降。
如果電流源輸入端施加階躍激勵，電流源系統(tǒng)輸出端會產(chǎn)生明顯的過沖振蕩，而后在幾個振蕩周期后進入穩(wěn)態(tài)。
原因在于階躍激勵使運放迅速動作，MOSFET柵極電壓迅速增大，輸出電流Io增大，但體現(xiàn)在Rsample上的采樣電壓IoRsample受到噪聲增益補償網(wǎng)絡F的低通作用，向運放隱瞞了IoRsample迅速上升的事實，即反饋到Vin-的電壓無法體現(xiàn)運放的輸出動作，從而造成超調(diào)振蕩。
雖然超調(diào)振蕩不是致命的，由于足夠的阻尼作用，它總會進入穩(wěn)態(tài)，但超調(diào)造成的輸出電流沖擊卻很容易摧毀脆弱的負載，因此仍然不能容忍。
適可而止，如果1+RF/Rc=2，就給gm的增大提供2倍空間，考慮稍適過補償原則，1+RF/Rc取3是合理的，對應產(chǎn)生3倍gm變化的電流增量至少需要10倍，足矣。
即使如此，階躍響應仍有一些很小的過沖，將在后面解決。
直流性能是不受影響的。
實際RF=1k Ohm，Rc=470 Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。
（補充：上一節(jié)中的Rs=3.9k Ohm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于無法編輯，補充于此）
本次增加成本：
1k Ohm電阻 1只 單價0.01元，合計0.01元
470 Ohm電阻 1只 單價0.01元，合計0.01元
0.1uF/50V電容 1只 單價0.03元，合計0.03元
合計0.05元
合計成本：9.51元
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